摘要:设计了一种非周期排布的低雷达散射截面超表面天线阵列. 该阵列由两种天线单元构成, 两种天线单元的上层贴片形状相同, 正交放置, 作为天线单元能以同种极化方式在相同频带下工作, 作为超表面单元相互之间能形成180° ± 37°的有效相位差. 阵列在x极化方向与y极化方向上分别利用相位对消与吸波原理减缩雷达散射截面. 同时, 根据编码超材料理论, 使用编程软件将两种单元进行非周期编码, 使阵列的反射场呈漫散射状分布, 有效降低了其峰值雷达散射截面. 仿真结果显示天线阵列的辐射性能良好. 与同等大小的金属板相比, 在x极化波垂直入射时, 设计天线阵列单站雷达散射截面(radar cross section, RCS)的6 dB减缩带宽为4.8—7.4 GHz, 相对带宽为42.6%; 在y极化波垂直入射时, 设计天线阵列单站RCS的6 dB减缩带宽为4.6—7.8 GHz, 相对带宽为51.6%. 同时, 设计天线阵较棋盘式天线阵散射能量分布更加均匀, 空间中RCS峰值明显降低. 实测结果与仿真结果符合较好.
关键词: 低雷达散射截面/
贴片天线阵/
漫散射

English Abstract

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随着信息化时代的来临, 战争的形态也正在从机械化战争逐步向信息化战争过渡, 世界各国对武器装备的性能也在向信息化迈进. 通信设备作为战争中不可或缺的部分, 对战场信息的快速传递起到重要作用. 为保证无线通信设备正常工作, 其天线常常处于相对暴露的位置从而产生较大的雷达散射截面(radar cross section, RCS), 导致装备被对方侦测到^[1]. 因此, 降低装备中天线的RCS成为军用天线设计的热点问题. 电磁超表面(metasurface, MS)是电磁超材料的二维形态, 同样具有自然界难以存在的奇异电磁特性, 从其早期研究的人工磁导体(artificial magnetic conductor, AMC)^[2-4]、频率选择表面^[5-7]和完美吸波体^[8-10], 到近年来研究的极化旋转表面^[11-13]、相位梯度表面^[14-16]等, 都在缩减天线RCS方面得到了广泛的应用.
文献[17]通过在圆极化槽缝天线周围加载“王”型AMC, 在提升天线带宽及增益的同时, 在9—19 GHz范围内降低了天线的RCS. 文献[18]通过MATLAB软件计算, 以非周期编码的方式将两种具有相位对消特性的MS组成8 × 8阵列, 使阵列表面散射场成漫散射状. 文献[19]将具有相位对消特性的MS按非周期编码的排布方式加载在2 × 2贴片天线阵列的周围, 在8—28 GHz实现了天线阵列法线方向单站RCS的降低, 并且散射场在空间中呈漫散射状分布. 文献[20-22]均设计出两种工作频率相近而表面反射相位相差180°的贴片天线单元, 并将其按规则排布方式组成4 × 4阵列, 降低了天线阵的RCS, 实现了辐射散射一体化设计. 虽然上述研究对天线RCS减缩取得有效成果, 但仍有改善和优化的空间. 文献[17]及文献[19]是将天线与MS分开设计, 设计过程中无法对组合后的天线辐射性能进行评估, 并且加载后天线口径明显增大. 文献[20-22]将天线设计与MS设计融于一体, 解决了文献[17]与文献[19]中存在的矛盾, 但仍然需要设计两种贴片形状, 过程复杂. 此外, 采用规则方式排布, 虽在法线方向上减小了单站RCS, 但其他方向上出现了较强的散射峰.
本文针对以上不足, 设计了一种由开口环组成的贴片结构, 其在x极化方向与y极化方向上的反射波之间存在有效相位差. 将两贴片正交放置后其反射波在相同极化方向上能够进行相位对消. 在两贴片下方分别调整馈电, 使两者工作在同一频段、同一模式. 因此组成天线阵后, 与由一种单元组成的天线阵辐射性能相同. 最后根据编码超材料理论, 视天线的散射为“二次辐射”, 将天线阵辐射理论中的阵因子函数作为适应度函数, 通过遗传算法计算出阵因子在整个反射域中最大值最小时的编码方式, 将贴片单元按该方式排布, 在实现阵列法向单站RCS减缩的同时避免了其他方向出现较强的散射峰. 本文在设计天线阵过程中, 在考虑天线单元辐射性能的同时, 充分利用了天线单元的散射性能来降低天线阵的RCS. 若对天线单元的数量、表面的散射特性进行调整, 则可以设计出更多不同类型的低散射天线阵, 例如可以设计三种辐射特性相似、反射相位相差120°的天线单元进行组阵, 使设计出的天线阵RCS减缩带宽更宽. 因此本文的设计思想具有一定的普适性.

利用Ansoft HFSS 14商用电磁仿真软件对设计天线进行建模仿真, 天线单元结构如图1所示. 两单元介质板均使用介电常数为2.65, 损耗角正切为0.001的F4B材质. 单元A上层金属贴片由1个十字型结构加上4个正方形开口环组成, 贴片整体具有两条正交的对称轴; 中间层的长方形金属贴片与SMA馈电结构连接, 共同组成L型探针对上层贴片进行耦合馈电; 下层为金属地板结构. 单元B在单元A的基础上稍加改变得到, 其上层贴片与单元A上层贴片形状相同, 方向正交; 中间层长方形金属贴片宽度不变, 长度变短, 馈电位置有所调整; 下层对金属地板进行了开槽. 两单元具体结构参数如下: L = 30 mm, l₁ = 16 mm, l₂ = 13 mm, l₃ = 8 mm, l₄ = 2 mm, l₅ = 1 mm, l₆ = 6 mm, l₇ = 3 mm, l_p1 = 9.2 mm, l_p2 = 7 mm, w_p = 1.3 mm, l_s = 18.6 mm, w_s = 0.2 mm, w₁ = 0.5 mm, h = 2.5 mm, s₁ = 8 mm, s₂ = 6.5 mm, t = 6 mm.
图 1 天线单元结构示意图　(a) 单元A立体结构; (b) 单元B立体结构; (c) 单元A平面结构; (d) 单元B平面结构
Figure1. Three-dimensional geometry of (a) element A and (b) B; two-dimensional geometry of (c) element A and (d) B.

对两单元加载50 Ω匹配负载后, 使用主从边界条件和Floquet端口激励对其反射特性进行仿真. 同时, 为确保两单元能有相似的辐射特性, 使用辐射边界条件和集总端口激励对其辐射特性进行同步仿真. 由于单元B的上层贴片由单元A旋转90°得到, 且馈电贴片对反射相位影响很小, 因此单元A对x极化波的反射相位与单元B对y极化波的反射相位基本相同. 同时, 两单元在相同极化方向上的反射幅度也具有相似性, 即在x极化波照射时, 其反射接近于全反射; 在y极化波照射时, 由于馈电贴片沿y轴放置, 根据互易原理, 电磁波会被部分吸收, 部分频段反射幅度降低. 结合以上分析, 针对上层贴片, 原本需要对两单元反射特性的仿真可简化为仅对单元A反射特性进行仿真, 在不失准确性的前提下, 一定程度上降低了设计难度.
仿真分析两单元上层贴片参数l₂, l₆的变化对单元辐射及散射特性的影响, 结果如图2所示. 对于l₂的变化, 在y极化波照射时, l₂对单元A反射特性基本无影响; 在x极化波照射时, 单元A反射相位随l₂增大而向低频移动, 反射幅度基本保持在1, 呈现全反射状态; 单元A的|S₁₁|基本不受l₂影响, 单元B的|S₁₁|随l₂增大向低频移动且带宽变窄. 对于l₆的变化, 单元A对y极化波反射相位随l₆增大明显向低频移动, 同时反射幅度最小值也随l₆增大而往低频移动; x极化波对其反射特性影响很小, 反射相位随l₆增大微向低频移动, 反射幅度接近于1; 两单元|S₁₁|均随l₆增大向低频移动, 但对单元A的影响更明显.
图 2 不同参数对两单元性能的影响　(a) l₂对单元A反射相位的影响; (b) l₂对单元A反射幅度的影响; (c) l₂对两单元|S₁₁|的影响; (d) l₆对单元A反射相位的影响; (e) l₆对单元A反射幅度的影响; (f) l₆对两单元|S₁₁|的影响
Figure2. Effects of l₂ and l₆: Effects of l₂ on (a) reflection phase of element A, (b) reflection magnitude of element A, and (c) |S₁₁| of element A and B; effects of l₆ on (d) reflection phase of element A, (e) reflection magnitude of element A, and (f) |S₁₁| of element A and B.

仿真分析单元B的馈电贴片长度l_p2及地板开槽长度l_s的变化对单元辐射及散射特性的影响, 结果如图3所示. 当y极化波入射时, l_p2对反射相位有微小影响, 对反射幅度影响明显; 当x极化波入射时, l_p2基本不对反射特性造成影响; |S₁₁|受l_p2影响明显, 随l_p2增大先达到匹配, 再向高频移动. l_s对反射特性基本没有影响, |S₁₁|随l_s增大向低频移动, 带宽变窄.
图 3 不同参数对单元B性能的影响　(a) l_p2对反射相位的影响; (b) l_p2对反射幅度的影响; (c) l_p2对|S₁₁|的影响; (d) l_s对反射相位的影响; (e) l_s对反射幅度的影响; (f) l_s对|S₁₁|的影响
Figure3. Effects of l_p2 and l_s on element B: Effects of l_p2 on (a) reflection phase, (b) reflection magnitude, and (c) |S₁₁|; effects of l_s on (d) reflection phase, (e) reflection magnitude, and (f) |S₁₁|.

通过对以上参数分析, 可以发现上层贴片参数变化对单元的反射特性和辐射特性同时构成影响, 而馈电贴片长度、地板开槽长度仅对单元辐射特性构成较大影响, 因此可先对贴片参数进行优化, 使单元A两极化方式反射相位相差180°, 而后对两单元馈电贴片长度及单元B地板开槽长度进行调整, 使两单元可以工作在同一频段.
两单元辐射特性如图4所示, 散射特性如图5所示. 由图4(a)看出, 两单元在4.68—5.12 GHz时|S₁₁|小于–10 dB, 在共同工作带宽内增益稳定在6 dBi以上; 由图4(b)与图4(c)看出两单元辐射方向图良好, 主极化相似度高, 交叉极化在0°附近保持在较低水平. 由图5(a)可以看出单元A在x极化时的反射相位曲线与单元B在y极化时的反射相位曲线相似度高, 在正交方向上反射相位曲线同样相似度高, 证明了关于优化上层贴片尺寸时仅对单元A进行反射特性仿真的合理性. 由图5(b)和图5(c)可知, 在x极化时, 两单元反射相位差在5.1—7.0 GHz内满足180° ± 37°的有效相位差条件, 且反射幅度都接近于1, 符合相位对消的要求, 使组阵后阵列RCS得到降低; 在y极化时, 两单元对入射电磁波有各自的吸收频段, 这是组阵后RCS减小的主要原因, 同时在5.4—6.0 GHz时两单元反射幅度相近并且满足有效相位差条件, 亦可通过相位对消对RCS减缩起到辅助作用.
图 4 两单元的辐射特性　(a) |S₁₁|及增益曲线; (b) 单元A在5 GHz时的辐射方向图; (c) 单元B在5 GHz时的辐射方向图
Figure4. Radiation characteristics of two elements: (a) |S₁₁| and gain; radiation pattern of (b) element A and (c) element B at 5 GHz.

图 5 两单元的反射特性　(a) 反射相位; (b) 反射相位差; (c) 反射幅度
Figure5. Reflection characteristics of two elements: (a) Reflection phase; (b) reflection phase difference; (c) reflection magnitude.

为更好说明上层贴片对反射相位的影响, 分析了两单元x极化波照射情况下, 反射相位为0°时对应频率下的表面电流分布, 结果如图6所示. 单元A中心贴片电流沿x轴负方向, 开口环内部电流较弱; 单元B开口环内部电流连续, 靠近x轴一侧电流较强且与中心贴片电流方向一致, 都沿x轴负方向, 其整体电流长度比单元A长, 因此频率较单元A往低频移动, 从而使得两种单元在设计频率出现有效相位差.
图 6 两单元表面电流分布　(a) 单元A在5.7 GHz时; (b)单元B在4.7 GHz时
Figure6. Surface current distributions of (a) element A at 5.7 GHz and (b) element B at 4.7 GHz.

为实现组阵后阵列具有低RCS特性, 选取单元A与单元B各8个进行组阵. 同时为保证天线阵具有漫散射特性, 利用遗传算法算出在6 GHz时阵列RCS峰值最小时的排布方式. 把单元A和单元B视作“0”和“1”, 作为变量代入适应度函数中, 设置种群规模为500、保留最佳个体数量为10、交叉概率为0.75、变异概率为0.2, 运行程序算出使适应度函数最小时所对应的编码方式, 把单元A和单元B按该编码方式排列, 得到最终设计出的天线阵列, 如图7(a)所示, 其中心4个单元命名为E1, E2, E3, E4. 为更好说明所设计天线阵的工作特性, 使用传统棋盘式天线阵作为对比, 如图7(b)所示. 两阵列大小均为120 mm × 120 mm, 相邻贴片单元中心间距为30 mm.
图 7 天线阵列结构示意图　(a) 设计天线阵; (b) 棋盘式天线阵
Figure7. Geometry of (a) proposed array and (b) chessboard type array.

对天线阵中16个天线单元进行等幅同相馈电, 得到天线阵的辐射特性如图8所示. 两天线阵辐射特性相似, 设计天线阵在4.6—5.4 GHz仿真实际增益在15.5 dBi以上; 天线阵中心单元受耦合影响较小, –10 dB阻抗带宽较其单独工作时基本不变; 设计天线阵辐射方向图良好, 在最大辐射方向处交叉极化较低.
图 8 两天线阵列辐射特性　(a) 实际增益曲线; (b) 设计天线阵中心单元的|S₁₁|曲线; (c) 设计天线阵在5 GHz时的辐射方向图; (d) 棋盘式天线阵在5 GHz时的辐射方向图
Figure8. Radiation characteristics of two arrays: (a) Realized gain; (b) |S₁₁| of elements of proposed array; radiation pattern of (c) proposed array and (d) chessboard type array at 5 GHz.

相比于等大金属板, 两天线阵法线方向单站RCS减缩量曲线如图9所示. 在y极化波照射时, 设计天线阵6 dB减缩带宽为4.6—7.8 GHz (相对带宽为51.6%), 较棋盘式天线阵4.6—5.4 GHz与7—8 GHz的6 dB减缩带宽有明显拓展; 在x极化波照射时, 两天线阵的6 dB减缩带宽基本相同, 为4.8—7.4 GHz (相对带宽42.6%), 设计天线阵在6.4 GHz时RCS减缩量最大, 达27.34 dB.
图 9 天线阵单站RCS减缩曲线
Figure9. RCS reduction.

天线阵在x极化波垂直入射时的三维散射方向图如图10所示. 采用棋盘布阵时天线阵中心RCS明显减小, 但在阵列对角线方向上仍有较大反射峰; 采用非周期编码所设计的天线阵不仅在法线方向RCS有大幅减缩, 而且在空间中形成多个幅度较小的散射峰, 使能量散布更加均匀, 有效降低了峰值RCS.
图 10 垂直入射时三维散射场分布　(a) 5 GHz时金属板散射场分布; (b) 5 GHz时棋盘式天线阵散射场分布; (c) 5 GHz时设计天线阵散射场分布; (d) 6.4 GHz时金属板散射场分布; (e) 6.4 GHz时棋盘式天线阵散射场分布; (f) 6.4 GHz时设计天线阵散射场分布
Figure10. Three-dimensional scattering field for normal incidence: (a) Metal board, (b) chessboard type array and (c) proposed array at 5 GHz; (d) metal board, (e) chessboard type array and (f) proposed array at 6.4 GHz.

为进一步说明天线阵的漫散射特性, 图11给出了在4.8 GHz, 电磁波以xoz面为入射面斜入射时, 设计天线阵的三维散射场分布. 可以直观看出, 在不同角度入射时, 不论电磁波是TE极化波还是TM极化波, 均未在其镜像位置激起较大的散射峰, 电磁波能量被打散形成多散射峰, 出现了漫散射的效果.
图 11 斜入射时三维散射场分布　(a) TE极化波15°入射; (b) TE极化波30°入射; (c) TE极化波45°入射; (d) TM极化波15°入射; (e) TM极化波30°入射; (f) TM极化波45°入射
Figure11. Three-dimensional scattering field: (a) 15°, (b) 30°, (c) 45° under TE polarized plane wave; (d) 15°, (e) 30°, (f) 45° under TM polarized plane wave.

图12给出了在xoz面斜入射时, 天线阵列的镜像双站RCS减缩曲线. 随入射角度变大, 阵列在TM极化波照射时6—8 GHz的RCS减缩值有所降低, 在TE极化波照射时5.5—7 GHz的RCS减缩值较y极化波垂直入射时有所降低, 在7—8 GHz频带内RCS减缩情况整体较好. 这是由于从不同角度入射时, 天线单元间反射相位差较垂直入射时发生了改变, 导致满足有效相位差条件频段发生改变造成的.
图 12 天线阵镜像双站RCS减缩曲线　(a) TM极化波; (b) TE极化波
Figure12. Mirror bistatic RCS reduction: (a) TM polarized plane wave; (b) TE polarized plane wave.

为更加清晰地说明本文的工作, 与文献[20-22]所做工作进行对比, 结果如表1所列. 本文设计的天线阵贴片仅由一种形状构成, 降低了设计难度, 同时对单元进行编码, 使阵列出现了漫散射特性, 综合性能良好.

文献	单元上层 贴片形状	布阵方式	是否所有单元 同频工作	工作频段/GHz	法线方向单站RCS 6 dB 减缩带宽/GHz	是否出现 漫散射
文献[20]	2种	棋盘布阵	否	5.7—6.2 (8.4%), 6.5—7.3 (11.6%)	5.6—7.4 (12.3%)	否
文献[21]	2种	棋盘布阵	是	5.6—6.0 (6.9%)	5.5—7.0 (24.0%)	否
文献[22]	2种	条带布阵	是	4.8—5.3 (9.9%)	4.6—7.4 (46.7%)	否
本文	1种	非周期布阵	是	4.7—5.1 (8.2%)	4.8—7.4 (42.6%)	是

表1几种超表面天线阵列性能对比
Table1.Comparison of other metasurface antenna arrays.

为了观察所设计天线阵实际的辐射散射性能, 将仿真阵列模型加工成实物样件, 如图13(a)所示. 使用1个RS2W20180-S 1/2功分器与2个RS8W20180-S 1/8功分器对阵列进行馈电, 如图13(b)所示. 使用Agilent N5230C矢网仪在暗室对阵列进行测试, 如图13(c)所示.
图 13 样品天线测试　(a) 天线阵样品; (b) 功分器; (c) 散射测试环境
Figure13. Testing proposed array: (a) Sample; (b) power dividers; (c) testing environment of scattering performance.

图14给出了天线阵中心单元的实测|S₁₁|曲线, 测试结果与仿真结果变化趋势一致, 存在的带宽损失主要是由于测试时其他单元所接匹配负载不是理想的50 Ω以及加工、装配误差引起, 但整体误差在合理范围之内, 不会影响天线阵的正常工作. 图15给出了设计阵列在5 GHz时的实测方向图, 方向图主瓣实测与仿真拟合较好, 后瓣实测低于仿真是由于发射信号受转台中心转轴遮挡所致. 图16给出了设计阵列实测法线方向单站RCS减缩曲线, 仿真与实测结果一致性较好, 实测单站RCS的6 dB减缩带宽与仿真基本相同.
图 14 实测天线阵中心单元的|S₁₁|曲线　(a) E1单元; (b) E2单元; (c) E3单元; (d) E4单元
Figure14. Measured |S₁₁| of elements of proposed array: (a) E1; (b) E2; (c) E3; (d) E4.

图 15 实测天线阵方向图　(a) xoz面; (b) yoz面
Figure15. Measured radiation patterns of proposed array: (a) xoz plane; (b) yoz plane.

图 16 实测天线阵单站RCS减缩曲线　(a) x极化; (b) y极化
Figure16. Measured monostatic RCS reduction: (a) x-polarized; (b) y-polarized.

本文通过综合调控辐射与散射特性的方法对天线单元进行设计. 设计天线单元时利用了上层贴片正交极化方向上反射相位差在180° ± 37°的特点, 将贴片正交放置设计出两种上层贴片形状相同的天线单元, 使同方向极化波之间产生相位对消, 利用这一特点, 调整贴片反射相位时仅对一种单元仿真即可, 简化了仿真过程. 在设置单元排布时, 采用非周期的布阵方式, 不仅使法线方向RCS减缩明显, 而且实现了漫散射, 降低了整个空间的RCS峰值; 同时天线阵的辐射性能保持良好. 本文充分利用辐射体自身的散射特性, 解决了阵列天线难以同时具有良好辐射特性与低散射特性的难题, 同时改良了天线贴片的设计过程, 设计思想具有普适性, 对设计低RCS天线阵有一定借鉴意义. 本文工作仍有进步空间, 若两天线单元在y极化方向上的反射幅度能保持一致, 则能充分发挥两天线单元在该极化方向上有效相位差的作用, 进一步减小y极化波照射时的RCS.