摘要:透射型极化转换表面因其具有易于与天线共形的巨大应用优势, 受到国内外****的广泛关注. 本文将极化栅结构与各向异性贴片结构相结合, 设计并验证了一种复合型透射极化转换单元, 将该极化转换单元组成透射超表面, 可以同时实现极化选择和透射型线-圆极化变换两种功能. 当电磁波极化方向垂直于极化栅延伸方向入射到复合型极化转换表面时, 该极化转换表面可以在9.3—10.9 GHz实现透射型线-右旋圆极化转换, 当电磁波极化方向平行于极化栅延伸方向入射时, 可以实现同极化全反射. 将该极化转换单元及其镜像单元棋盘排布后组成棋盘排布表面, 以电磁表面覆层的形式应用于带宽为9.4—10.7 GHz的线极化源微带天线, 利用圆极化的相反旋向对消特性, 组成一款新颖的线极化天线. 相比于源微带天线, 在9.5—10.5 GHz该天线的线极化纯度得到提高, 同时实现了天线的前向增益提高和带内雷达散射截面减缩, 最大减缩量达39.2 dB. 实验验证和仿真结果吻合较好, 该设计在高增益、低散射天线设计和天线辐散射性能综合调控中具有重要的参考价值.
关键词: 透射型极化转换/
超表面/
天线

English Abstract

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极化是电磁波的重要电磁特性之一, 在现代通信、导航和雷达目标识别中具有重要应用^[1,2]. 极化分为线极化、圆极化和椭圆极化, 在卫星通信、导航中产生高纯度的圆极化波成为研究热点^[3,4], 在MIMO (multiple-input multiple-output)天线中, 高增益、高极化纯度的线极化天线具有广泛的应用需求.
电磁超表面^[5-8]是厚度远小于波长的二维超材料, 能够实现对电磁波幅值^[9,10]、相位^[11,12]和极化^[13-16]的调制. 凭借其奇异的电磁特性, 电磁超表面在电磁波的综合调控和天线设计中具有广泛应用. 传统的极化变换器具有带宽较窄、体积大、加工困难等缺点, 基于超表面的极化转换器^[17-19]很好地克服了这些缺点. 因其具有剖面低、设计灵活、损耗小、易于加工等特点, 极大地吸引了****的注意. 透射型极化转换表面^[20-22]相比于反射型极化转换表面, 虽然具有设计困难、带宽较窄等缺点, 但其易于与源天线共形, 在应用中具有天然优势. 利用透射型线-圆极化转换单元及其镜像单元灵活排布, 与源天线实现一体化设计, 在辐射源的照射下可以实现多种电磁功能的应用.
随着现代超视距战争的发展, 雷达散射截面(radar cross section, RCS)减缩技术^[23,24]在军事斗争中具有重要意义. 天线作为飞行平台上的电磁开放窗口, 是制约整个飞行平台RCS减缩的瓶颈. 在保证天线的正常高效辐射同时, 又要减小天线的RCS是一项具有难度的工作. 利用透射型超表面作为天线的电磁表面覆层, 通过对极化转换单元的合理排布, 可以在提高天线增益的同时, 减小天线的RCS, 实现天线的辐射散射综合调控.
本文设计了一种同时具有极化选择和透射型线-圆极化转换功能的复合型极化转换表面, 将该线-圆极化转换单元及其镜像单元棋盘排布, 作为电磁表面覆层应用于线极化源天线后, 得到了一款新颖的线极化天线. 相比于源天线, 该天线可以同时实现极化纯度提高、前向增益提高和RCS减缩. 加工了实验样品并在微波暗室中进行了实际测量, 实验验证和仿真结果吻合较好, 验证了该设计的可行性.

对于上下表面具有相同金属贴片设计的各向异性结构透射型线-圆极化转换超表面, 主极化波透射会产生一个左(右)旋圆极化波, 交叉极化波透射时会产生与主极化波透射旋转方向相反的右(左)旋圆极化波. 当入射波空间内存在较大的交叉极化分量时, 主极化和交叉极化透射过表面会产生两个旋转方向相反的圆极化波. 在前向辐射空间叠加后, 两个相反旋向相反的圆极化波将会产生相消, 使圆极化轴比变差, 影响线-圆极化透射效果. 所以在透射型极化转换表面的应用中, 要尽量减小源天线和极化转换表面形成的空气腔中存在的交叉极化分量. 空气腔中的交叉极化分量主要来自于线极化源天线辐射时所产生的交叉极化分量, 以及主极化波入射到极化转换表面时部分反射带来的交叉极化反射分量. 极化转换表面部分反射所带来的交叉极化反射分量是由超表面结构本身决定的, 应用极化栅的设计思想可以很好解决该问题^[21]. 本文中提出的复合型极化转换表面单元结构如图1所示, 黄色部分为金属, 蓝色部分为介质. 该结构由上层两片镜像对称的各向异性金属贴片、介质层(介电常数为2.55, 电损耗角正切为0.001)和下层极化栅组成, 单元的结构参数为: h = 2.5 mm, p = 6.0 mm, a = 3.4 mm, b = 1.9 mm, d = 0.1 mm, c₁ = 0.2 mm, c₂ = 0.4 mm. 在Ansoft HFSS 15.0软件中设置无限周期边界条件对该单元进行仿真分析.
图 1 复合型极化转换表面单元结构示意图
Figure1. Schematic of the unit of composite polarization conversion metasurface.

在三维直角坐标系中, 定义极化栅延伸方向平行于y坐标轴, 入射波方向由–z指向z垂直于极化栅, 如图1所示. 入射波为x极化波时, T_xx, T_yx, R_xx, R_yx分别表示x极化到x极化透射, x极化到y极化透射, x极化到x极化反射, x极化到y极化反射. 设置扫频范围为8—12 GHz, 图2(a)可见, 透射的x极化分量和y极化分量在10 GHz附近幅值曲线有交叉, 幅值相近. 图2(b)中命名为相位差的曲线代表透射的y极化分量和透射的x极化分量之间的相位差Δφ, y极化分量的相位领先于x极化分量, 在10 GHz附近相位差近似为90°. 根据圆极化波形成的幅值和相位条件可知, 该复合型极化转换表面可以实现x极化-左旋圆极化透射. 圆极化轴比(axial ratio, AR)可以由(1)式^[21]计算, 得到的轴比曲线如图2(a)所示, 3 dB轴比带宽为9.3—10.9 GHz.
图 2 复合型极化转换单元透射系数、反射系数、相位和轴比曲线　(a) 透射系数、反射系数和轴比; (b) 相位和相位差
Figure2. The transmission coefficient, reflection coefficient, phase and AR of the unit of composite polarization conversion metasurface: (a) Transmission coefficient, reflection coefficient and AR; (b) phase and phase difference.

${\rm{AR}} \!=\! \left| {20\lg \left\{ {\!\tan\! \left[ {0.5\arcsin \left({\frac{{2{T_{yy}}{T_{xy}}}}{{T_{yy}^2 + T_{xy}^2}}\sin \Delta \varphi } \right)} \right]} \right\}} \right|. $

由于带有极化栅的设计, 当线极化源天线辐射x极化波时, 极化转换表面的交叉极化反射分量幅值近似为0, 如图2(a)中R_yx所示. 在当入射波为y极化波时, 由于极化栅的极化选择特性, 对于y极化波极化栅相当于一块完整的金属面, 复合型极化转换表面将实现y极化波的同极化全反射.
将极化转换单元组成超表面, 取如图3中红色虚线框的范围作为一个单元, 分析上层金属贴片的极化转换功能. 对于入射的x极化波, 可以将其分解到两个正交的方向, 如图3所示. 在红色虚线框单元内, 由于两个正交的电磁波所在方向上的结构不同, 将会有不同的阻抗, 两个正交电磁波遇到不同的阻抗有不同的透射幅值和相位响应. 当透射幅值相近、透射相位差为 ± 90°时, 透射波为圆极化波.
图 3 极化转换原理图
Figure3. The schematic of polarization conversion.

为了从透射能量的角度, 进一步分析工作原理. 在10 GHz频点处, 分析了单元分别在x极化波和y极化波入射时的上下表面感应电流强度和电场强度分布. 图4(a)为x极化波入射时, 单元上下表面的感应电流强度和电场强度分布, 图4(b)为y极化波入射时, 单元上下表面的感应电流强度和电场强度分布. 为了方便对比分析, 在不同的极化波入射下, 对电流强度分布和电场强度分布分别取相同的幅值刻度.
图 4 10 Hz频点处, 复合型极化转换单元感应电流强度和电场强度分布图　(a) x极化入射波; (b) y极化入射波
Figure4. The induced current and electric field intensity distribution of composite polarization conversion metasurface: (a) x-polarized incident wave; (b) y-polarized incident wave.

当x极化波由–z到z入射时, y向极化栅可以很好地透射x极化波, 在上层各向异性金属贴片激发感应电流, 实现极化转换. 单元上下两层均有电场分布, 验证了单元在x极化电磁波照射下良好的透射特性. 当y极化波由–z到z入射时, 极化栅阻挡了电磁波的通过. 由于极化栅对电磁波的反射, 仅在单元下表面激发了感应电流, 单元上表面各向异性金属贴片没有感应电流. 由于电磁波被y向极化栅完全屏蔽, 单元上下表面均没有电场分布.
为了验证复合型极化转换表面的透射型线-圆极化转换特性, 本文设计了一款工作于10 GHz的线极化微带天线作为辐射源天线, 如图5(a)所示. 天线的结构参数为: l₀ = 72 mm, r₁ = 1.2 mm, r₂ = 3 mm, w = 12 mm, l₁ = 2.7 mm, l = 8.2 mm, h₁ = 2 mm, h₂ = 30 mm, 工作带宽为9.4—10.7 GHz. 将极化转换单元组成12 × 12的极化转换超表面, 作为电磁表面覆层置于辐射源天线上, 并将其命名为12 × 12排布表面-天线, 如图5(b)所示.
图 5 源微带天线和基于12 × 12单元排布表面的圆极化高增益天线　(a)线极化微带天线; (b)圆极化高增益天线
Figure5. The source microstrip antenna and circularly polarized high gain antenna based on 12 × 12 units arrangement matasurface (a) The linearly polarized microstrip antenna; (b) the circularly polarized high gain antenna.

设置辐射边界条件, 源天线和12 × 12排布表面-天线仿真结果对比如图6所示. 12 × 12排布表面-天线的反射系数与源天线相比向低频偏移, 但是阻抗匹配情况得到了很好的保持, –10 dB带宽为9.4—10.6 GHz; 通过图6(b)可知, 12 × 12排布表面-天线3 dB圆极化带宽为9.2—10.8 GHz, 实现了透射型线-圆极化转换.
图 6 12 × 12排布表面-天线与源天线对比图　(a) 反射系数随频率变化曲线; (b) 轴比随频率变化曲线;
Figure6. Comparison between the 12 × 12 units arrangement metasurface-antenna and source antenna: (a) Reflection coefficient varies with frequency; (b) AR varies with frequency.

本节以复合型极化转换表面的线-圆极化透射特性为基础, 并以实现天线的辐射散射综合调控为目标, 设计了一款基于棋盘排布表面的线极化低RCS高增益天线. 根据镜像对称原理, 将上层金属贴片镜像对称后, 仍然以x极化波作为辐射源, 可以实现x极化波到右旋圆极化波透射, 如图7所示.
图 7 线-圆极化转换现象示意图　(a) 线-左旋圆极化转换; (b) 线-右旋圆极化转换
Figure7. Schematic of the linear to circular polarization conversion phenomenon: (a) Linear to left-hand circular polarization conversion; (b) linear to right-hand circular polarization conversion.

线极化波可以分解为两个旋转方向相反、幅值相同的圆极化波. 同时两个旋转方向相反的圆极化波也可形成线极化波. 理论上分析, 将极化转换表面及其镜像表面棋盘布阵后, 同一个空间内将会同时存在同频率、同幅度、同分量的左旋圆极化波和右旋圆极化波, 两种极化波相互叠加, 可以保持源天线的线极化透射. 为了验证所提出的思路, 将极化转换单元及其镜像单元组成6 × 6的子阵, 分别命名为part 1, part 2, 将part 1和part 2棋盘布阵后, 组成一个12 × 12的棋盘排布表面. 将设计的棋盘排布表面作为电磁表面覆层置于10 GHz源天线上方, 电磁表面覆层和微带天线的地板之间可以形成Fabry–Perot谐振腔, 要使得辐射同相叠加增强, 可根据(2)式^[21]计算得到h₃高度:

${\varphi _{\rm{r}}} + {\varphi _{\rm{d}}} - \frac{{2{\rm{\pi }}}}{\lambda } \cdot 2H = - 2N\pi, $

其中, φ_r表示极化转换表面的同极化反射相位, φ_d表示天线地板的反射相位, H为天线地板和极化转换表面形成谐振腔的高度, λ为10 GHz对应的波长. 由图2(b)中可知, 在10 GHz处φ_r = –202.8°. 通常, 天线地板的反射相位取φ_d = –180°. 为了保证天线的阻抗匹配良好同时降低天线剖面, 取N = 3, 计算可得H = 29.1 mm. 经过谐振腔高度优化, 最终取h₃ = 30 mm. 将加载了棋盘排布表面的天线命名: 棋盘排布表面-天线, 如图8所示.
图 8 基于棋盘排布表面的线极化低RCS高增益天线
Figure8. Linearly polarized low RCS high gain antenna based on chessboard arrangement metasurface

设置辐射边界条件, 源天线和棋盘排布表面-天线仿真结果对比如图9所示. 棋盘排布表面-天线的反射系数与源天线相比向低频偏移, 阻抗的匹配情况保持较好, –10 dB的带宽为9.4— 10.5 GHz; 通过轴比对比图可知, 棋盘排布表面-天线在9.5—10.5 GHz频带内, 轴比均大于线极化源天线, 说明加上棋盘排布表面后天线的线极化纯度得到了提高. 在10 GHz频点, 对两款天线的增益曲线进行对比, 可以看出, 极化转换表面具有波束聚焦的效果, 前向增益提升. 从图9(d)中可以看出, 在9.5—10.5 GHz频带内, 前向增益均有提高, 增益提高的最大值为1.8 dBi. 综合以上辐射分析, 所提出的棋盘排布表面-天线可以在9.5— 10.5 GHz同时实现极化纯度提升和前向增益提高.
图 9 棋盘排布表面-天线与源天线对比图　(a) 反射系数随频率变化; (b) 轴比随频率变化; (c) 实际增益随θ变化; (d) 实际增益随频率变化
Figure9. Comparison between the chessboard arrangement metasurface-antenna and source antenna: (a) Reflection coefficient varies with frequency; (b) AR varies with frequency; (c) realized gain varies with θ; (d) realized gain varies with frequency.

以x极化入射波作为雷达探测波, 对棋盘排布表面-天线散射分析. 本文所提出的棋盘排布表面-天线的工作带宽为9.5—10.5 GHz, 为了有针对性地进行带内的RCS分析, 所以在扫频范围为8—12 GHz内. 10 GHz频点处两种天线的三维RCS散射图如图10所示, 棋盘排布表面-天线具有漫散射效果, 相比于源天线RCS峰值明显减小.
图 10 天线散射图　(a) 源天线; (b) 棋盘排布表面-天线
Figure10. Scattering pattern of antenna: (a) Source antenna; (b) chessboard arrangement metasurface-antenna.

扫频仿真对比结果如图11(a)所示, 定量分析了两款天线法向单站RCS情况. 棋盘排布表面-天线在9.4—11.7 GHz实现了法向单站RCS减缩, 最大RCS减缩幅值达39.2 dB.
图 11 天线低RCS特性分析曲线　(a) 源天线和棋盘排布表面-天线单站RCS; (b) 单元及其镜像单元反射幅值曲线; (c) 单元及其镜像单元极化转换率曲线; (d) 单元及其镜像单元反射相位曲线
Figure11. Analysis curve of low RCS characteristics of antenna: (a) Source antenna and chessboard arrangement metasurface-antenna single station RCS; (b) reflection amplitude curve of unit and its mirror unit; (c) polarization conversion curve of unit and its mirror unit; (d) reflection phase curve of unit and its mirror unit.

为了分析RCS减缩原因, 对组成棋盘排布表面的极化转换单元及其镜像单元进行了仿真分析. 组成棋盘排布表面-天线的源微带天线会对散射分析有影响, 所以以极化转换单元及其镜像单元为研究对象进行RCS分析时, 在距离极化转换单元30 mm处放了一块金属地, 来模拟源微带天线金属地板对超表面的影响. 设置无限周期边界条件, 以x极化波作为探测雷达波, 入射方向与天线辐射方向相反, 分别用R_xx和R_yx来代表x极化反射分量和y极化反射分量. 由于存在金属板, 电磁波透射量为0, 即$ R_{xx}^2 + R_{yx}^2 = 1 $. 镜像单元和原始单元反射波中交叉极化分量和同极化分量如图11(b)所示, 呈现出相同的幅值特性. 在10 GHz附近, 带有金属的极化转换单元和镜像单元均具有反射型线-线极化转换效果, 即x极化入射后以y极化反射, 定义极化转换率(polarization conversion ratio, PCR):

${\rm{PCR}} = \frac{{R_{yx}^2}}{{R_{xx}^2 + R_{yx}^2}}.$

图11(c)为原始单元及其镜像单元极化转换率曲线图, 10 GHz附近, 极化转换率接近1, 镜像单元和原始单元呈现出相同的幅值特性. 图11(d)为镜像单元和原始单元反射相位曲线图, 从图中可以看出两种单元y极化反射分量相位相差为180°. 当两种单元同时受到x极化探测雷达波照射, 可以实现y极化反射波的相位相消, 以减小雷达反射回波. 所以, 当y极化反射分量幅值越大, 即图11(c)中x-y极化转换率越高时, 棋盘排布表面-天线的RCS减缩效果越好, 很好地解释了RCS减缩原理. 文中设置无限周期边界条件分析方式, 与辐射条件下对天线总体的单站RCS扫描分析方式相互契合的是最大RCS减缩频点在10 GHz附近, 以及RCS曲线的变化趋势, 并无定量分析.
综合以上辐射和散射分析, 所提出的棋盘排布表面-天线同时实现了线极化纯度提高、前向增益提高和RCS减缩多种功能, 实现了对天线的辐射散射一体化综合调控.

采用印刷电路板技术加工了棋盘排布表面和源天线. 为了方便源天线和棋盘排布表面的组合固定, 加工时拓宽了天线和棋盘排布表面的中间介质层, 并打有4个通孔, 通过尼龙螺丝和尼龙垫片来固定并严格控制空气腔的高度, 组成棋盘排布表面-天线, 如图12(a)所示.
图 12 (a) 加工样品示意图; (b) 实测环境示意图
Figure12. (a) Schematic of fabricated sample; (b) measured environment.

实际测试中使用的矢量网络分析仪型号为Agilent N5230C, 测量频率范围300 kHz—20 GHz, 具有两个内置信号源110 dB系统和122 dB接收机动态范围. 测试线缆采用Agilent 85131F软线缆, 测试稳定性低于0.12 dB, 插入损耗为0.25·sqrt(f ) + 0.2 dB, 其中f单位为 GHz. 采用标准喇叭天线作为发射天线, 将测试天线安置在转台上, 并在天线后方放置吸波材料, 以减小转台对实验的影响. 使用水平校准仪, 将测试天线与标准喇叭天线的相位中心对齐. 测试天线与标准喇叭天线之间的距离满足远场条件. 由于实验条件的限制, 分别测试了源天线和棋盘排布表面-天线的反射系数和辐射方向图, 仿真结果和测试结果对比如图13所示. 天线本身的边缘绕射等主要会对天线的方向图产生一定影响, 天线阻抗匹配问题, 主要反映的是天线能否在一定频带内有效工作, 驻波测试结果主要由天线设计效果、矢量网络分析仪的动态范围以及线缆与天线SMA接口之间的链接效果共同决定. 可以看见, 源天线和棋盘排布表面-天线的反射系数和方向图基本吻合, 实验验证了仿真设计的可行性. 由于实验不是在绝对理想的环境中进行、加工误差等原因, 仿真曲线与实际曲线的不符在误差允许的范围内.
图 13 仿真结果与实验结果对比　(a) 源天线反射系数随频率变化; (b) 源天线实际增益随θ变化; (c) 棋盘排布表面-天线反射系数随频率变化; (d) 棋盘排布表面-天线实际增益随θ变化
Figure13. Comparison between simulation results and measurement results: (a) Reflection coefficient varies with frequency of source antenna; (b) realized gain varies with θ of source antenna; (c) reflection coefficient varies with frequency of chessboard arrangement metasurface-antenna; (d) realized gain varies with θ of chessboard arrangement metasurface-antenna.

本文在设计并验证了一种复合型极化转换表面的基础上, 利用圆极化相反旋向对消特性, 将复合型极化转换单元及其镜像单元棋盘排布, 以一款线极化源微带天线作为辐射源, 得到了一款新颖的基于棋盘排布表面的线极化低RCS高增益天线, 实现了辐射散射的综合调控. 为了验证设计的可行性, 采用印刷电路板技术制作了基于棋盘排布表面的线极化低RCS高增益天线, 并在微波暗室中进行了实际测量. 实验验证和仿真结构吻合较好, 该设计在高增益、低RCS天线设计和天线辐散射性能综合调控中具有重要的参考价值.