高压电源的性能直接决定电子束焊接工艺和焊接质量，传统的高压电源有发电机组调压、可控硅调压和高压真空管调压。采用中频发电机组调压时，电网的电压波动干扰容易滤除，滤波电容相对较小，纹波系数小，稳压精度适中，但是响应调节时间较长，发电机噪声较大。可控硅调压采用6相12脉波整流，功率传输效率相对较低，电网谐波干扰较难滤除，纹波较大，稳压精度较差。高压真空管调压是在高压侧直接用真空电子管调整高压输出，滤波电路简单，稳压精度高，动态性能好，但是传输效率低，电子管辅助电路复杂[3-5]。国外电子束焊机多采用具有高精度稳压特性的真空管调压模式，可是由于真空电子管价格昂贵、制造工艺复杂、工作寿命有限，在国内则很少得到应用。
随着高频逆变开关电源技术的发展，高频逆变电子束焊机高压电源的研制及应用越来越受到重视。与传统的工频电源相比，高频逆变电源的重量和体积均能大幅度减少，并且能够实现高压的自动控制和调节，使高压稳定性和可靠性得到显著提高[6-8]。
本文基于先进的高频逆变开关电源技术，研制了一套新型的60 kV/100 mA逆变式电子束焊机高压电源，能够实现最高-60 kV的直流高压输出，最大负载电流为100 mA。本文详细分析了高压电源的设计过程，讨论了电路拓扑和控制策略。测试结果表明此高压电源能够实现稳定可靠的高压输出，满足电子束焊接的需求。
1 整体结构与控制策略 高压电源整体结构与控制策略设计方案如图 1所示，电源包含前级调压电路、后级升压电路和控制电路3个部分，其中后级高压电路放在充满变压器油的绝缘油箱内。
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| P+—三相整流输出正极；P-—三相整流输出负极；P1+—DC-DC全桥变换器输出正极；P1-—DC-DC全桥变换器输出负极；AC1—全桥逆变输出交流电压第一相；AC2—全桥逆变输出交流电压第二相；UHG—高压外环给定电压；UHF—高压外环反馈电压；ULG—高压内环给定电压；ULF—高压内环反馈电压；UIF—束流反馈电压。 图 1 电子束焊机高压电源整体结构设计方案 Fig. 1 Integrated structural design scheme of high-voltage power supply of electron beam welding machine |
| 图选项 |
1) 前级调压电路：380 V三相交流电经整流滤波成约540 V左右的直流电，然后经过脉宽调制(PWM)技术控制的DC-DC全桥变换器调压，变为输出电压0~500 V可调的稳压直流电，最后经全桥逆变电路转变为交流方波电压输入到油箱内高压变压器。
2) 后级升压电路：前级输入的交流方波电压经多组高频变压器升压，然后经二倍压整流电路整流后滤波，最后串联为-60 kV高压直流电输出到电子枪。
3) 控制电路：采用了基于比例积分微分(PID)调节的电压双闭环控制策略来稳定电源的高压输出，内环控制DC-DC全桥变换器稳压直流电的输出幅值，外环控制加速电源的最终电压输出。此外还包含相应的PWM产生电路、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)驱动电路和过流、过压、放电等保护电路。
2 电路拓扑与实现方案 2.1 前级调压电路 在开关电源技术中，常用的DC-DC电源变换器拓扑形式有BUCK、BOOST等非隔离性拓扑，以及正激、反激、推挽和桥式等隔离性拓扑。桥式拓扑中开关管的稳态关断电压等于直流输入电压，而不是像推挽、单端正激或交错正激拓扑那样为输入电压的2倍，并且桥式拓扑能将变压器初级侧的漏感尖峰电压箝位于直流母线电压，使漏感储存的能量回馈到输入母线[9]。桥式拓扑有全桥拓扑和半桥拓扑，在开关管承受相同峰值电流和电压的条件下，全桥拓扑的输出功率是半桥的2倍。若使用较大体积的变压器，全桥拓扑可在相同开关管电流电压定额下得到2倍于半桥的功率输出。所以高压电源前级调压电路选用了经过隔离的、输出功率较大的全桥拓扑。
根据要求，设计DC-DC全桥变换电路如图 2所示。Q1~Q4为IGBT开关管，D1~D4为快恢复二极管。RF1为全桥整流模块，T1为功率变压器，L1为滤波电感，C1、C3为滤波电容。虽然全桥变换器的磁通不平衡问题没有半桥的严重，但仍可能发生[10]。因此，需要在变压器初级串联无极性隔直电容C2，避免初级电压直流分量的存在，从而最大程度上防止发生磁通不平衡现象[11]。
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| VDC—电容C1两端电压;UOL—电容C3两端电压。 图 2 DC-DC全桥变换电路拓扑 Fig. 2 Circuit topology of DC-DC full-bridge converter |
| 图选项 |
DC-DC全桥变换器的主要工作原理示意图如图 3所示，T为IGBT开关周期，Ton为单个周期内开关管开通时间。在全桥逆变电路中，若垂直桥臂上下两开关管同时导通，则会将电源短路而损坏开关管，为了避免这种情况，一般选择使开关管的最大导通时间不过超半个周期的80%。即
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| 图 3 IGBT全桥逆变电路工作原理示意图 Fig. 3 Fundamental diagram of IGBT full-bridge inverter |
| 图选项 |
 | (1) |
 | (2) |
式中：f为开关管频率；Td为开关管死区时间。本电源设计开关管的频率为20 kHz，由式(1)可知，Ton最大应为20 μs，则由式(2)可知IGBT的死区时间Td最小应为5 μs。当负载或者输入发生变化时，控制电路会通过调节PWM波的脉宽来调节开关管开通时间Ton，从而调整IGBT的开关时间，实现对输出电压UOL的控制。根据设计所做DC-DC全桥变换电路实物如图 4所示，能够实现额定功率的输出，满足设计要求。
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| 图 4 DC-DC全桥变换器实物 Fig. 4 Real products of DC-DC full-bridge converter |
| 图选项 |
为了实现-60 kV的高压输出，DC-DC全桥变换电路输出的直流电压UOL还必须进行再次逆变才能输入到后级升压电路。逆变电路同样采用全桥逆变拓扑，但是驱动电路与DC-DC全桥变换器有所差异。DC-DC全桥变换器采用频率为20 kHz，脉宽可调的PWM控制，而逆变电路则采用频率为20 kHz的固定脉宽PWM控制，使输入到后级高压变压器的交流方波始终是满脉宽，能够降低后级整流输出脉动，使升压电路的输出更加稳定[12]。
2.2 后级升压电路 前级调压电路输出的交流方波电压最大幅值为500 V，后级升压电路则负责将500 V的交流方波电升压到60 kV的直流高压输出到电子枪。常用的变压器升压方式有4种，如图 5所示，包括单变压器升压后整流滤波方式、单变压器升压后倍压整流方式、单变压器升压后多次级绕组输出串联方式和多变压器串联输出方式，图中Ui为输入电压，Uo为输出高压。
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| 图 5 变压器主要升压方式 Fig. 5 Common methods of boosting transformer |
| 图选项 |
根据负载要求和输出功率的不同，需要选择获得高压的方式也不同。图 5(a)对应的方式结构简单，缺点是变压器变比大，变压器绕组对磁芯绝缘难度大，后级高压整流滤波器件耐压要求高。图 5(b)对应的方式优点是变压器升压比不高，但结构复杂，电容准确取值比较难，电容取值较小时影响电压波形平稳，取值较大则影响电压调节响应速度，并且负载能力较差，输出电压会因为负载电流的增大而急速下降。图 5(c)对应的方式变压器次级的每个绕组对初级的升压比不是很高, 适合较大功率输出, 变压器数量少，只需要一副磁芯，但是高压端的绕组对磁芯的压差很大，绝缘不容易处理。图 5(d)对应的方式每个变压器的升压比不是很高，磁芯与次级绕组间的压差不大，但是每个变压器对地绝缘要求不同，最高压端的变压器对地绝缘要求最高。因此综合考虑变压器的变比、升压技术难度、器件成本及可靠性等因素，本电源采用图 5(b)~图 5(d)相结合的方式，通过多组变压器串联与倍压整流的方式实现升压。升压电路由4组升压变压器组成，每个变压器两路输出，整流电路采用二倍压整流方案，这样既能够很好地解决变压器绝缘和器件耐压问题，又可以提高高压输出的稳定性和负载能力。
后级升压电路拓扑如图 6所示，T2~T5为升压变压器，D5~D20为整流二极管，C4~C19为滤波电容，R1~R9为限流电阻，R10~R19是分压电阻，R20是高压采样电阻，R21是束流采样电阻，Rload为高压电源的负载。根据高压升压电路拓扑，理论上单个变压器的升压比为
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| 图 6 后级高压电路拓扑 Fig. 6 Topology of post high-voltage circuit |
| 图选项 |
 | (3) |
式中：N2为高压变压器副边匝数；N1为高压变压器原边匝数；UOH为高压电源的最终输出电压；n1=4为变压器的个数；n2=2为每个变压器副边绕组的数量；n3=2为倍压整流电路的倍数。将UOH、UOL代入式(3)得到单个变压器的升压比N仅为7.5，使变压器的绕制和绝缘变得相对简单。为了提高变压器的稳定性，减小损耗，升压变压器选用具有高磁感应强度、高磁导率、高偏磁稳定性和高温度稳定性的纳米晶材料作为磁芯[13]，采用绝缘程度较高的聚四氟乙烯塑料作为骨架，以起到高压绝缘作用。
倍压整流电路的实质即是电荷泵，其利用二极管的整流和导引作用，将电压分别储存到电容上，然后把它们按极性相加的原理串接起来，使输出电压是输入电压的2倍或多倍[14-16]。由于倍压整流电路负载能力较差，输出电压会因负载电流的增大而下降，因此常用于高电压、小电流的场合。倍压整流电路有多种电路拓扑形式，其中最常见的有半波倍压整流和全波倍压整流，其电路拓扑如图 7所示，VAC为方波交流电压倍压整流前的峰值。图 7(a)为半波倍压整流电路拓扑，电容两端承受最大电压是2VAC，但是由于是电容串联放电，纹波较大；图 7(b)为全波倍压整流电路拓扑，电容两端承受最大电压为VAC，且纹波较小，因此本电源选用全波倍压整流电路拓扑。
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| 图 7 2种倍压整流电路拓扑 Fig. 7 Two kinds of voltage-doubling rectifier circuit topology |
| 图选项 |
因为电子束焊机长期工作在高压状态下，电子枪和高压油箱内容易出现放电现象，为了减小放电时电流对整流器件的冲击，在变压器输出之间需加串联限流电阻R1~R9，使其在放电时能够吸收电源释放的能量，起到保护电源的作用。油箱内后级升压电路实物如图 8所示，经测试能够实现高压输出-60 kV，且高压和束流采样精确。
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| 图 8 油箱内后级高压电路实物 Fig. 8 Real product of post high-voltage circuit in tank |
| 图选项 |
2.3 控制电路 高压电源的输出高达-60 kV，本文采用电阻分压的方式对输出电压采样，然后经过隔离后送往控制电路。图 6中高压外环反馈电压为
 | (4) |
设计分压电阻为100 MΩ, 采样电阻为10 kΩ, 则当高压输出为-60 kV时，根据式(4)可得反馈电压为-6 V。在电子束焊接时，电子束流即是高压电源的负载，对束流的采样是将电子束流通过电阻转化为电压，经隔离后送往控制电路，然后通过运算得出焊接束流值。图 6中实际焊接束流值
 | (5) |
设计束流采样电阻为50 Ω，当束流为100 mA时，根据式(5)可得反馈电压为5 V。
为了提高高压输出的控制精度和稳定性，本高压电源采用基于PID调节的电压双闭环控制策略。控制框图如图 9所示，控制电路由外环和内环组成，外环控制高压电源的最终输出电压，内环控制DC-DC全桥变换器的直流输出电压，以外环的输出值作为内环的给定值。首先对高压给定与采样的差值进行PID调节，计算结果作为DC-DC全桥变换器的给定值与DC-DC全桥变换器输出的直流电压采样的差值进行比较，经过PID调节控制DC-DC全桥变换器的直流输出电压，从而控制电源最终的高压输出。通过调节外环参数可使外环响应速度快，能够改善束流波动引起的电压瞬时波动，调节内环参数使内环稳压的特性变硬，从而达到良好的稳压效果。
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| 图 9 高压电源电压双闭环控制策略 Fig. 9 Double-loop voltage control strategy of high-voltage power supply |
| 图选项 |
在控制电路中，为了避免电路之间相互干扰，DC-DC全桥变换电路与后级逆变电路单独进行控制，分别采用独立的PWM产生电路和IGBT驱动电路。DC-DC全桥变换电路的PWM脉冲宽度可以随着负载和电压的变化调节，而后级逆变电路则采用固定满脉宽输出方式，仅将直流电逆变为交流电。PWM产生电路采用集成度高的SG2525脉宽调制芯片，其能够快速精确地调节输出脉宽。IGBT驱动电路采用IGBT专用驱动模块M57962AL，该模块还能够实现对IGBT的过流保护，确保IGBT能够安全稳定工作。
为了防止电子枪和高压油箱放电现象对焊接工件和电子器件造成冲击损坏，控制电路必须具备能够快速反应的保护电路，当电子枪或者油箱出现放电现象时能够及时关断电源。因高压放电会使电源的负载电流急剧增大，本电源通过监测高压变压器的原边电流IAF来判断是否放电。如图 9 所示，一旦高压侧出现放电信号，IAF会急剧增大，保护电路监测到放电信号之后会及时关断逆变电路PWM驱动信号的输出，使逆变电路的输出电压AC1~AC2为零，关闭高压输出，从而实现对电源的保护。
3 测试与结果分析 电子束焊机高压电源必须具备较高的稳定度和较小的纹波系数[17]，根据国外电子束焊机制造的出厂标准和中国对电子束焊机的技术要求，高压电源纹波系数要小于1%，稳定度为±1%。
为了测试此高压加速电源的性能，搭建了一套高压测试平台，如图 10所示，平台由-60 kV高压探头和高压大功率测试电阻组成。此高压电源额定电压为-60 kV，额定电流为100 mA。首先对电源进行空载测试试验，使输出电压加载到额定电压，维持10 min，工作正常。然后选择单支功率为3 kW，阻值为200 kΩ的电阻8支，通过串并联制作成阻值400 kΩ、总功率为24 kW的负载电阻R，对电源进行了负载测试。为了防止高压在空气中放电，电源的负载试验在一个充满变压器油的油箱内进行，测试数据如表 1所示，从而得到高压电源输出特性曲线如图 11所示，由图可知高压电源输出电压可以从0~-60 kV连续可调，输出电流从空载到满载都能正常工作，显示出此高压电源有较大的电压调节范围和较强的负载适应能力。
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| 图 10 高压电源测试平台 Fig. 10 Testing equipment of high-voltage power supply |
| 图选项 |
表 1 高压电源负载测试数据 Table 1 Testing data of high-voltage power supply with load
| 电压设置/kV | 电压反馈/V | 电压测量/kV | 电流测量/mA |
| 0 | 0 | 0 | 0 |
| 5 | -0.51 | -5.02 | 12.61 |
| 10 | -1.01 | -10.21 | 25.42 |
| 15 | -1.50 | -15.12 | 37.74 |
| 20 | -1.99 | -19.89 | 49.60 |
| 25 | -2.51 | -25.13 | 62.49 |
| 30 | -3.00 | -30.02 | 75.01 |
| 35 | -3.47 | -34.59 | 86.52 |
| 40 | -4.01 | -40.15 | 100.39 |
| 45 | -4.55 | -45.22 | 113.20 |
| 50 | -5.02 | -50.35 | 126.01 |
| 55 | -5.53 | -55.31 | 138.32 |
| 60 | -6.01 | -60.31 | 150.68 |
表选项
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| 图 11 负载为400 kΩ时电源输出特性 Fig. 11 Output characteristics of high-voltage power supply with load 400 kΩ |
| 图选项 |
电压纹波是直流电压中的交流成分，在电源测试中非常重要，一般用纹波系数Y表示，其计算公式为
 | (6) |
式中：U′max、U′min和Ua分别为输出直流电压的最大值、最小值和平均值。在额定电压输出时，测得纹波有效值约为257 V，代入式(6)可得到电源纹波系数为0.43%。此外，当电网输入电压在±10%范围内波动时，用示波器测试输出电压最大相对变化量为125 V，则电源的电压稳定度约为0.21%。
由上述测试结果可知，高压电源输出电压能够从0~-60 kV连续可调，线性度高，输出特性好，满载时工作正常，且纹波系数≤1%，稳定度在±1%范围内，达到了预期的设计目标，能够满足电子束焊机对高压电源的要求。
4 结 论 1) 利用先进的开关电源变换技术，设计并实现了一套60 kV/100 mA电子束焊机高压电源。
2) 采用PWM控制的全桥直流变换器和全桥逆变实现电源的调压和逆变，采用变压器串联和倍压整流相结合的方式实现电源的升压。
3) 基于PID调节的电压双闭环控制策略能够使实现对高压输出的稳定控制。
4) 试验测试表明高压电源线性度高、输出特性好，纹波系数和高压稳定度均在±1%范围内，能够满足电子束焊机的要求。
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