窄带相控阵中，不同方向的入射波到达每个天线的相位差较小，采用移相器调整固定的相位就能使得接收端信号同相加强[4-5]。但是，超宽带通信系统采用短时脉冲进行信号传输，产生了宽带频率响应[2, 6-7]，使用移相器则会导致形成的波束产生偏移，影响系统的性能。因此，需采用真时延单元取代移相器来实现超宽带信号的建设性叠加[6-9]。基于真时延单元的传统波束合成架构有许多，比如，Brute-force架构和Blass架构[6, 10-11]，在四入四出时，总延时数均为48τ。Chu和Hashemi[12]提出的路径共享真时延结构，通过对延时单元的复用，总延时数为24τ。虽然均适用于超宽带通信系统，但是由于大的延时时间会占用大量芯片面积。
本文提出一种新型路径共享真时延波束合成架构，总延时数仅为20τ，较现有波束合成架构有很大提升，进一步提高了延时复用程度，降低了芯片面积。同时，该架构具有良好的中心对称性和可扩展性。基于新型波束合成架构设计并实现四入四出波束合成器，在0.5~1.5 GHz频带内，能够对超带宽信号合成叠加，具有面积小、集成度高、方向性好等优点。
1 系统架构 图 1所示为本文提出的新型波束合成架构。低噪声放大器放置在多波束矩阵的前端，对来自空间的信号进行放大并降低噪声，缓冲放大器补偿插入损耗并起到隔离作用，通过控制延时路径长短产生精确延时，对每个天线的RF信号进行一定延时，弥补信号到达天线的延时差，在输出端口合成并增强RF信号。图 2(a)、图 2(b)展示了来自空间中的RF信号入射到天线阵列后的流动情况。信号从天线1、2、3、4到输出端口1的延时分别为2τ、3τ、4τ、5τ，相邻天线间的延时差是τ；信号从天线1、2、3、4到输出端口2的延时分别为0τ、3τ、6τ、9τ，相邻天线间的延时差是3τ。因此，来自某一固定方向的RF信号可以通过线性天线阵列在输出端口进行同相相干叠加，来自其他方向的RF信号被破坏性叠加。相邻天线间的延时差τ：
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| 图 1 新型波束合成架构 Fig. 1 New beamformer architecture |
| 图选项 |
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| 图 2 新型波束合成架构信号流向图 Fig. 2 Signal flow diagram of new beamformer architecture |
| 图选项 |
 | (1) |
式中：θ为入射角度；d为天线间距；c为光速。本文考虑系统尺寸和工作频率，选择10.5cm的天线间距。因此，本文提出的具有80 ps和240 ps延时的波束合成器能够提供±43°和±13°四个方向的扫描角度。
该新型多波束架构具有可扩展性，如图 3所示，支持2M个天线输入和2K个波束输出，每条横向延时线由2K-1个Mτ组成，纵向延时线由(2K-1)τ组成，通过横向和纵向延时线产生精确时延进而实现相邻天线到输出端口的恒定延时差，从而对相干信号进行同相叠加。具有中心对称性，在多输入多输出时，利于版图合理布局，减小面积消耗。
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| 图 3 新型波束合成架构的可拓展性 Fig. 3 Extensibility of new beamformer architecture |
| 图选项 |
2 电路结构 2.1 低噪声放大器 采用噪声抵消技术的宽带低噪声放大器降低噪声，提高增益以及减弱后级模块噪声的影响。低噪声放大器左右对称，半电路等效电路图如图 4所示，在半电路等效电路中，噪声抵消原理[13-15]是利用共源并联反馈，晶体管M1的热噪声在电阻R1和Rs间分压，使得节点Y和节点X的噪声电压比为
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| 图 4 低噪声放大器半电路等效电路图 Fig. 4 Equivalent half circuit diagram of low noise amplifier |
| 图选项 |
 | (2) |
式中：Vx, noi与Vy, noi是同相的。然而，只要满足gm1R1>1，有用信号在节点X和节点Y的电压是反相的。Vx分别经过M4与M7共源反相放大输出，Vy经过M6共漏同相变换输出，输出端的有用信号为
 | (3) |
式中：Vx, sig和Vy, sig分别为图 4中节点X和节点Y的信号电压值。
M1的热噪声电压在输出端为
 | (4) |
式中：gm4与gm7分别为晶体管M4与晶体管M7的跨导。只要R1、gm4与gm7的值调整的合适，M1的热噪声电压会在输出端被成功抵消。此外，晶体管M1和M2采用了电流复用技术，能够降低功耗。
低噪声放大器的S参数如图 5所示，可以很明显看出，在频带0.5~1.5 GHz范围内，噪声性能较好，噪声系数NF≤3.8 dB。输入端口的反射系数≤-12 dB，可实现与源阻抗的良好匹配，功率增益稳定，为8.5 dB±0.5 dB。
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| 图 5 低噪声放大器的仿真结果 Fig. 5 Simulation results of low noise amplifier |
| 图选项 |
2.2 真时延架构 真时延技术包括有源方式Gm-RC、Gm-C全通滤波器[16-17]与无源方式传输线、LC网络等。本文提出的路径共享波束合成架构是对称的，信号能双向流动。延时单元也应满足对称性与双向性，所以本次设计采用无源LC延时。由于无源LC真时延单元的频率特性，阻抗的变化会引起延迟响应的波动。因此，输入和输出阻抗应该匹配到50 Ω，以保证在0.5~1.5 GHz实现稳定的群延时。本文采用的真时延架构[6]如图 6(a)和图 6(b)所示。与传统的LC梯形传输线相比，在满足相似的群延时基础上，该LC真时延单元所用电容数目明显降低，有效地降低面积[6]。插入损耗是不可避免的，可以采用高Q电感尽可能减小插入损耗。
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| 图 6 真时延架构和等效网络 Fig. 6 True-time-delay architecture and equivalent network |
| 图选项 |
基本延时单元等效电路图如图 6(c)所示，等效成并联的2个二端口网络，导纳矩阵分别表示为Y1和Y2，则基本延时单元的导纳矩阵为Y=Y1+Y2。
 | (5) |
式中：ω为角频率；C1、C2和L1、L2为电容和电感值。
 | (6) |
S21参数可表示为
 | (7) |
式中：Z0为特性阻抗，群延时GD为
 | (8) |
综合考虑级间匹配等多种因素，优化参数C1、C2、L1和L2，能得到所需的群延时。
2.3 缓冲放大器 真时延单元的插入损耗会降低电压增益，因此为了获得较大且平坦度高的增益，需要进行增益补偿。本文采用的缓冲放大器如图 7所示，晶体管M1、电阻R1和电感L组成共源结构以补偿在高频时的增益下降，共漏结构起到阻抗变换的作用。图 8是缓冲放大器增益与输出端口反射系数的仿真结果，可以看出在0.5~1.5GHz范围内，增益随频率的增加而增大，有效补偿了插入损耗带来的增益衰减。输出端口反射系数 < -35 dB，可以很好地实现与真时延单元的匹配。同时，缓冲放大器有很好的隔离作用，使各个端口之间不会相互影响。
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| 图 7 缓冲放大器电路图 Fig. 7 Circuit diagram of buffer amplifier |
| 图选项 |
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| 图 8 缓冲放大器的仿真结果 Fig. 8 Simulation results of buffer amplifier |
| 图选项 |
3 版图设计与仿真结果 本文提出的波束合成器版图如图 9所示，在所有端口添加了静电放电(Electrostatic Discharge, ESD)保护电路，包含I/O焊盘与ESD的版图尺寸为3.69 mm×3.62 mm。采用HHNEC 0.18 μm CMOS工艺。使用Cadence Spectre RF仿真器进行后仿真。在供电电压为1.8 V时，功耗为544 mW。工作频率为0.5~1.5 GHz，图 10表明输入端口的反射系数S11和输出端口反射系数S22，反射系数均低于-11 dB。对于同一端口输出，不同路增益随着延时路径延长而逐渐减小，因为较大的延时导致较大的插入损耗，但图 11表明四输入到输出1和2的总增益，在整个带宽中几乎是恒定的。整体增益约为26 dB，增益起伏不超过3 dB。在输出1和2上，每个波束的群延时仿真如图 12所示，相邻波束的时延差分别为80 ps和240 ps。由于结构的中心对称性，到输出3的群延时与到输出1的群延关系为：IO11=IO43、IO21=IO33、IO31=IO23、IO41=IO13。到输出4的群延时与到输出2的群延时关系同理。图 13是用仿真数据在MATLAB中生成的波束合成器的辐射图。其中，同心圆数值表示输出信号的幅度值，单位是V。从图中明显看出，随着工作频率的增加，天线阵的方向性更好。实现了空间信号的同相叠加增强。
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| 图 9 波束合成器版图 Fig. 9 Layout of beamformer |
| 图选项 |
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| 图 10 波束合成器S11与S22仿真结果 Fig. 10 Simulated S11 and S22 of beamformer |
| 图选项 |
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| 图 11 波束合成器总增益仿真结果 Fig. 11 Simulated total gain of beamformer |
| 图选项 |
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| 图 12 波束合成器群延时仿真结果 Fig. 12 Simulated group delay of beamformer |
| 图选项 |
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| 图 13 波束合成器方向性仿真结果 Fig. 13 Simulated direction of beamformer |
| 图选项 |
表 1为本文提出的波束合成器与近几年来报道的几种性能优良的波束合成器的主要性能对比，本文采用无源LC实现延时，由于提出的波束合成架构路径高度共享，中心对称性强，所以与同种延时方式相比面积优势明显。采用有源Gm-C全通滤波器实现延时，能够具有很好的面积优势，但是存在功耗大的问题。综上所述，本文提出的波束合成器克服了功耗大的问题，实现了小面积，达到了良好的综合性能。
表 1 本文与其他文献的波束合成器性能对比 Table 1 Performance comparison with other references of beamformer
| 参数 | 文献[6] | 文献[9] | 文献[16] | 文献[17] | 本文 |
| 工艺 | 0.18 μm CMOS | 0.13 μm CMOS | 0.13 μm CMOS | 0.14 μm CMOS | 0.18 μm CMOS |
| 带宽/GHz | 0.35~1 | 1~15 | 0.1 ~2 | 1~2.5 | 0.5~1.5 |
| 延时通道 | 4 | 4 | 1 | 4 | 4 |
| 输出端口个数 | 4 | 1 | 1 | 1 | 4 |
| 延时范围/ps | 0~720 | 0~225 | 250~1 700 | 0~550 | 0~720 |
| 分辨率/ps | 80 | 15 | 10 | 14 | 80 |
| 增益/dB | 18.5 | 24 | 0.6 | 12* | 26 |
| 功耗/mW | 234 | 555 | 112~364 | 450 | 544 |
| 面积/mm2 | 20.0 | 9.9 | 0.6 | 1 | 13.4 |
| 真时延技术 | LC | LC | Gm-C | Gm-C | LC |
| 注：*表示每通道增益。 | |||||
表选项
4 结论 1) 本文提出了一种新型路径共享真时延波束合成架构，通过对真时延单元共享节省了芯片面积。此外，该架构结构具有中心对称性，可扩展性等特点。
2) 在此基础上，基于HHNEC 0.18 μm CMOS工艺设计了一种全集成四入四出波束合成器，工作频段为0.5~1.5 GHz。延时分辨率为80 ps、最大延时为720 ps。
3) 在天线间距为10.5 cm的情况下，波束合成器能够提供±43°和±13°四个扫描角度。方向性好，能够很好地对空间信号叠加合成。
4) 具有低成本、高集成和小面积等特点，综合性能良好，适用于雷达、射电天文和卫星通信等多输入输出宽带无线通信系统。
参考文献
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