基于上述分析与考虑,本文提出了在微型化交错双栅结构中,采用平面多注代替带状注在W波段实现宽频带行波放大并产生高功率输出的研究方案,并对采用3个平面电子注的行波放大器高频特性进行了详细的仿真设计与和分析.结果表明,采用这种技术方案不仅具有超宽带输出的技术优势,而且在电子通道内可以产生较强的轴向电场分布.在保证平面多注通道直径与带状注通道高度一致的情况下,平面多注高频系统中间电子注通道轴线上的轴向电场强度是带状注通道中心轴线的1.5倍.而在整个通带内,其平均耦合阻抗也是带状注的2~3倍,这将为平面多注行波放大器中电子注与高频场的相互作用与能量交换提供优良的技术特性.同时,本文也为三电子注的W波段行波放大器设计了一种简单易行的输入与输出耦合过渡结构,结果表明仅仅利用3个周期过渡,就可在很宽的工作频带内达到反射损耗S11<-20 dB和传输损耗S21>-1 dB的效果,从而可以在一定程度上有效缩短行波放大器的轴向高频结构长度和电子注传输距离,这将更有利于微型化行波放大器的工程实现.
1 行波高频系统的设计与分析基于交错双栅行波放大器方案,本文提出的三电子注行波高频系统单个周期的结构如图 1所示.
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| l—高频结构的宽度;h—交错栅的高度; g—上下栅之间的距离;r—电子注半径; d—电子注通道边缘之间的距离;p—结构周期.图 1 三电子注交错双栅单个周期慢波结构三维仿真结构图Fig. 1 Three-dimensional simulation structure schematic for a single period of three beam staggered double-vane |
| 图选项 |
1.1 色散特性分析根据本文所确定的行波放大器中心工作频率f0=94 GHz,同步电压V0=21 kV,同步相位Φ=2.7π,由
可以得到该放大器的同步相速Vp=0.278 5c,其中c为真空中电磁波的传播速度;β为相速与光速的比值.进而由
可以确定出行波高频结构的周期p=1.2 mm.
为了对交错双栅周期高频结构的色散特性进行分析研究,在保持其他参数不变的情况下,通过改变高频结构的某一个几何参数,得到的色散特性随该结构参数的变化关系如图 2所示.对于本文设计的三注行波放大器双栅高频结构工作在基模,其色散特性和矩形波导TE10基模类似,横向宽度l决定了最低截止频率,也就是横向截止频率.随着l的增加,其横向截止频率下降,如图 2(b)所示,也导致了归一化相速的总体下移,如图 2(a)所示;交错栅高h决定着高频结构的纵向截止频率,随着栅高h的增加,纵向截止频率下降,如图 2(d)所示,这也导致高频部分归一化相速下降而低频部分的归一化相速基本保持不变,如图 2(c)所示;电子注通道半径r的大小既影响着高频结构的横向尺寸也影响着纵向尺寸,当r变大时,可以理解为在横向上变得更弯曲,而纵向上半径的变大将导致栅高的减小,这对应着l的增加和h的减小,也对应着归一化相速整体下移,以及高频段归一化相速增加和低频归一化相速不变,即随着r的增加,整个频带内归一化相速整体下降,但低频部分的相速下降的幅度较高频部分幅度更大,如图 2(e)所示;对于电子注通道边缘之间的距离d和横向宽度l一样,仅仅影响着结构的横向尺寸,随着d的增加,结构的归一化相速整体下降,如图 2(f)所示;上下栅之间的距离g对色散的影响不大,但对其散射参数影响很大.通过详细的交错双栅高频结构仿真设计与参数优化,得到在l=1.86 mm,h=0.77 mm,r=0.18 mm,d=0.1 mm和g=0.1 mm时,该行波结构具有更宽的带宽,最终优化设计得到的色散特性如图 3所示,可见该行波高频系统工作在基模的一次空间谐波,其冷色散频带宽带高达24 GHz左右.
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| 图 2 结构参数对平面多注交错双栅色散特性的影响Fig. 2 Influences of structure parameters on dispersion characteristics of multiple beam staggered double-vane |
| 图选项 |
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| 图 3 优化后结构的色散特性Fig. 3 Dispersion characteristic of optimized structures |
| 图选项 |
1.2 耦合阻抗与对称双栅相比,交错双栅结构通过上下两排矩形栅的半周期错位,使得在电子通道内原本沿轴线反对称的电场变为对称的电场,从而可以大大提高该高频结构的耦合阻抗.但是,改进后交错双栅耦合阻抗还是不够高.由皮尔斯理论可知[1],低的耦合阻抗意味着电子注和高频场的互作用效率较低,这将导致更低的信号放大增长率和更长的互作用距离,特别是对于带状注行波放大器,这将大大增加电子注聚焦与长距离稳定传输的难度.
为了对采用多电子注和带状注的交错双栅行波高频结构耦合阻抗进行比较与分析研究,对这两种结构分别在三维仿真软件CST MWS中建模.使得功率为1 W的94 GHz连续波正弦信号通过一个具有20周期的三注交错双栅慢波结构和一个具有20周期的带状注交错双栅结构,并保持三电子注通道直径和带状注通道高度相同.仿真得到的各高频结构H面和E面轴向电场分布图如图 4所示.可以看出,和带状注交错双栅结构一样,在多注交错双栅行波高频系统中同样形成了关于中心轴对称的轴向电场.但是,通过对比图 4(a)、图 4(b)、图 4(c)和图 4(d)可以看出,多注行波高频系统内的轴向电场明显强于带状注系统内的轴向电场,特别是在电子注通道的中心处.
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| 图 4 多注通道和带状注通道内H面和E面轴向电场分布Fig. 4 Axial electric distribution on H-plane and E-plane for multiple beam tunnel and sheet beam tunnel |
| 图选项 |
为了进一步进行比较,本文选取多注通道和带状注通道的截面如图 5(a)所示,其中2r为圆形电子注通道直径,2t为带状注通道高度.在保证2r=2t情况下,仍然让相同功率的94 GHz正弦信号分别通过带状注和多注交错双栅行波高频结构,通过观察多注通道中心和带状注通道中心对应相同位置a、b、c、d、e点的94 GHz轴向电场分布,结果如图 5(b)所示,其中用a1、b1、c1、d1、e1表示多注高频结构中相对应点的轴向电场强度,a2、b2、c2、d2、e2表示带状注高频结构中相对应点的轴向电场强度.
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| 图 5 带状注通道和多注通道截面图以及各通道内轴向电场分布图Fig. 5 Cross section of sheet beam tunnel and multiple beam tunnel and axial electric field distribution of both tunnels |
| 图选项 |
由图 5(b)可以看出,多注结构中轴向电场明显大于带状注结构,特别是在c点和e点,这是因为交错双栅是一种表面波器件,在靠近栅表面处,电场呈指数增长.相对于带状注结构,多注结构中b、c、d、e各点更靠近栅表面,特别是e点和c点.由此可见,采用多注行波结构可以把高频场约束在更小空间内从而达到了增强轴向电场的效果.当采用相同的电子注填充比36%(圆形电子注半径取0.6r,带状注截面取0.6l×0.6×2r)时,利用CST MWS的本征模求解器分别计算带状注截面和圆形电子注截面上均匀分布的75个点的耦合阻抗,每个点的计算公式为
式中:Ez1为一次空间谐波在电子通道内相应点处轴向电场幅值;β1为一次空间谐波在特定频率下的单位周期相移;P为通过慢波结构的总功率流.取这均匀分布的75个点的耦合阻抗的平均值就得到了高频结构的平均耦合阻抗.计算结果如图 6(a)所示,可以看出,在工作频带中心94 GHz处,多注通带内耦合阻抗为2.46 Ω,为带状注结构0.95 Ω的2.59倍,而在整个通带内,多注结构耦合阻抗近似为带状注结构的2~3倍.图 6(b)也给出了这两种结构相对于各自中心频率点相速的归一化色散特性.
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| 图 6 带状注结构和多注结构耦合阻抗与色散特性对比图Fig. 6 Comparison schematic on interaction impedance and dispersion characteristic for sheet beam and multiple beam structures |
| 图选项 |
可以看出,多注系统有着和带状注系统近似相同的工作带宽,但其耦合阻抗却高于带状注系统,这将更有利于利用多电子注交错双栅行波放大器方案获得更高的注波互作用效率和输出功率.
2 输入输出耦合系统的设计为了保证高频信号在行波放大器输入和输出端口尽可能低反射损耗和传输损耗,需要对其输入与输出耦合结构进行详细的研究与设计,以减小其技术难度并降低工程实现复杂度.
赖剑强和Shin等[10, 15]分别为带状注交错双栅行波放大器设计了一个5个周期的输入和输出耦合结构,设计思路是通过栅高、栅宽和槽深等几何参数的渐变过渡来达到高频场输入与输出时的良好匹配.但是,由于电磁场在电子枪区和与慢波结构连接处的带状注通道内不截止,因此他们不得不在耦合结构中设计一个连接器以防止高频场泄露到电子枪区或收集极中,而这将大大增加高频结构的复杂度并严重影响耦合结构的传输特性.相比较而言,采用多注高频结构时,输入与输出的电磁场在电子注通道内完全截止,从而使得多注方案中的输入输出耦合结构在设计与工程实现上具有更为优良的技术优势.
基于前述的研究工作,本文从模式变换和结构渐变两种角度为三注交错双栅结构设计了一个更为简单的3个周期的输入和输出耦合结构,如图 7所示.由分析可知,在交错双栅高频结构中传播的是z向分量较强的TE和TM混合模式,为激起相应工作模式,应在交错双栅的E面上开槽并连接在输入矩形波导上,矩形波导中的TE10模的Ey分量就自然转变为交错双栅结构中所传输的混合模式的Ez分量.此后,通过渐变槽深dy=kn-kn-1并调整输入波导端口宽度Z就可以使输入波导和交错双栅达到良好的匹配.由于此耦合结构是通过矩形波导TE10模到交错双栅结构中混合模式的转变以实现匹配,所以矩形波导端口宽度Z对匹配带宽和反射损耗S11的大小起着至关重要的作用,通过仿真设计得到的不同接口宽度Z所对应的传输损耗、反射损耗及有效带宽如表 1所示.可以看出,当输入矩形波导端口宽度Z=0.50 mm、槽深渐变dy=0.08 mm时,得到的有效带宽可以达到13 GHz左右.
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| 图 7 输入输出耦合结构的3D模型和2D剖面模型Fig. 7 3D and 2D profile model of the input/output coupler structure |
| 图选项 |
表 1 不同接口宽度Z对应的传输损耗、反射损耗及有效带宽Table 1 Transmission loss,return loss and effective bandwidth with different interface width of Z
| Z/mm | 频率范围/GHz | 有效带宽/GHz | |
| S 21>-1dB | S 11<-20dB | ||
| 0.40 | 80~100 | 81~83 | 2 |
| 0.45 | 81~101 | 83~88,95~96 | 7 |
| 0.50 | 80~103 | 85~98 | 13 |
| 0.55 | 81~104 | 88~93 | 5 |
| 0.60 | 81~104 | 0 | 0 |
表选项
根据仿真设计和优化得到的输入与输出耦合结构渐变参数及其模型,本文将该模型与52个周期的交错双栅行波结构相连接,构建出了完整的行波放大器高频系统.对该完整的高频系统进行了详细的仿真设计与优化,得到的高频特性参数如图 8所示.可以看出,通过简单的输入输出模式变换和仅仅只有3个周期的交错双栅结构渐变,所设计的耦合结构能在85~98 GHz较宽的频带内达到传输损耗S21>-1 dB和反射损耗S11<-20 dB的良好效果,比前人所研究的带状注交错双栅模式变换和耦合结构更为简单和易于工程实现,从而为W波段宽频带和高功率行波放大器的研究提供了新思路并奠定了基础.
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| 图 8 过渡结构传输特性Fig. 8 Transmission characteristics of transition structure |
| 图选项 |
3 结 论本文针对带状注交错双栅耦合阻抗较低、注波互作用长度过长、输入输出耦合结构复杂以及带状注聚焦与长距离稳定传输困难等问题,提出了一种平面线性排列的三电子注交错双栅行波放大器微型化高频系统结构,通过在W波段对其进行的仿真设计和分析,得到以下结论:
1) 该高频结构色散特性良好,在W波段冷带宽可达24 GHz,有利于电子和电磁信号在较宽频带范围内进行持续的相互作用,使器件具有很宽的频谱特性.
2) 该高频结构在电子注通道中存在很强的轴向电场,在保持圆形电子注通道直径和带状注通道高度相同的情况下,其通道轴线上的轴向电场强度可达带状注轴线上的1.5倍,中心频率处的耦合阻抗可达2.46 Ω.在整个工作频带内,该高频结构的耦合阻抗近似为带状注结构的2~3倍.这将带来更高的注波互作用效率与饱和增益,更大的输出功率和更短的注波互作用长度.从而有望通过较短的行波高频结构在W波段获得宽频带和高功率相干辐射放大功率输出,有效地解决带状注难以聚焦与长距离传输的难题.
3) 通过优化模式变换和渐变过渡结构,设计了一种更为简单的输入与输出耦合器结构,实现了通过3个周期渐变就可以在较宽频带达到良好的输入与输出匹配的目标.
本文提出的平面排列三电子注交错双栅行波放大器高频系统方案,有望在W波段乃至太赫兹频段的宽频带高功率相干辐射放大器中得到广泛的应用.
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