摘要:设计了一种加载集总电阻的单极化低频透射吸波型频率选择表面(absorptive frequency selective surface, AFSS). 该结构由二维有耗频率选择表面(FSS)阻抗屏和三维带阻FSS级联组成. 利用集总电阻加载的容性FSS和高选择性的三维宽阻带FSS实现了超宽带通响应以及低剖面、高选择性特性. 仿真结果显示设计的吸波型频率选择表面通带为1—3.5 GHz, 吸波频段为6.6—11.6 GHz, 通带与吸波频段的过渡带比为1.9. 最后制作实物进行了实验验证, 测试结果与仿真基本一致, 充分验证了设计的有效性和正确性.
关键词: 吸波型频率选择表面/
电路模拟吸收体/
超宽通带/
开口谐振环

English Abstract

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频率选择表面(frequency selective surface, FSS)由于其可以对空间电磁波进行特定频段的选择性反射或透射(频域)而被广泛应用于雷达隐身、电磁兼容/屏蔽、天线设计等领域^[1]. 然而, 传统的FSS主要是通过对带外信号的反射从而实现对特定频段的电磁波的隐身或者隔离, 无法实现双站/多站雷达探测的隐身或者隔离, 反射的电磁波也会对电磁环境造成二次污染, 难以满足现实需求. 因此, 具有带外吸波特性的新型频率选择表面近年来备受关注, 且发展迅速. 2009年, FSS领域的著名专家Munk^[2]在其新书中将这种新型FSS命名为FSR(frequency selective rasorber). 2012年, 意大利比萨大学的Costa等^[3]首次对吸波型频率选择表面(AFSS)进行了深入研究, 并详细地阐述了设计机理. 同年, 国内空军工程大学屈绍波^[4]领导的团队提出了加载电阻膜吸波材料的AFSS设计方法.
根据物理结构, 现有的AFSS主要包括二维AFSS和三维AFSS. 通常, 二维AFSS通过级联有耗FSS和无耗FSS来实现^[5-9]. 而三维AFSS主要通过在晶胞中构造有耗谐振腔和无耗谐振腔实现, 如平面缝隙线结构^[10], 平行板波导^[11], 基片集成波导^[12]和屏蔽微带线^[13]等. 其中, 文献[4—9]利用带通FSS实现了吸波带位于通带下侧或两侧的AFSS, 这类AFSS主要适用于己方天线工作频段高于或正处于敌方威胁频段内的应用. 但是, 军事通信中有很多工作在L、S波段的雷达天线, 要在如此低的频段设计宽通带的FSS是非常困难的. 因此, 相关****采用带阻FSS代替AFSS中的带通FSS^[14-16]来开展新的研究. 由于二维阻带FSS选择性较差, 带宽较窄, 而三维阻带FSS又存在厚度过大、制作困难的问题, 高选择性、宽带吸波的FSR设计仍然是1个难题.
本文利用二维容性有耗FSS与高选择性带阻FSS, 进一步拓展通带带宽, 从而实现高选择性、宽吸波带和超宽通带的AFSS设计. 该结构由加载贴片电阻的容性FSS和具有高选择性的宽阻带FSS级联而成. 由于有耗FSS的通带与带阻FSS的通带一致, 且带阻FSS具有高选择性, 因此可以实现超宽的带通响应以及陡峭的过渡带. 仿真和实验结果表明, 所提出的AFSS具有超宽的带通响应和高选择性特性.

最简单的二维集总电阻式吸波体通常通过在金属地板前面一定距离处放置一块电阻屏组成, 该电阻屏由无耗的FSS加载集总电阻实现. 但吸波体作为单端口网络, 只能实现电磁波的吸收功能, 为了实现特定频段内的透射功能, 可将金属地板用阻带FSS替代^[15], 如图1所示. 此时阻带FSS需要满足两个条件: 1)阻带与吸波体的吸波频段一致, 通带与吸波体的通带频段一致; 2)阻带FSS在其阻带内具有准完美导体(PEC)特性.
图 1 电路示意图　(a) 吸波体; (b) AFSS
Figure1. Circuit Model: (a) Absorber; (b) AFSS.

由微波网络分析^[17]可知, 对于级联二端口网络, 有耗FSS的传输矩阵与带阻FSS级联后的传输矩阵可表示为

$\begin{split}\left[ \begin{array}{l} {A_1} \\ {C_1} \\ \end{array} \right.\left. \begin{array}{l} {B_1} \\ {D_1} \\ \end{array} \right] =& \left[ \begin{array}{l} 1 \\ Y \\ \end{array} \right.\left. \begin{array}{l} \;0 \\ \;1 \\ \end{array} \right]\left[ \begin{array}{l} \cos {l_{\rm{\beta }}}\quad \;\;\;{\rm{j}}\sin {l_{\rm{\beta }}} \\ {\rm{j}}\dfrac{1}{{{Z_0}}}\sin {l_{\rm{\beta }}}\;\;\cos {l_{\rm{\beta }}} \\ \end{array} \right]\\& \times \left[ \begin{array}{l} {A_2} \\ {C_2} \\ \end{array} \right.\left. \begin{array}{l} {B_2} \\ {D_2} \\ \end{array} \right],\\[-18pt]\end{split}$

其中, Y为有耗FSS的导纳, ${Z_0}$为自由空间波阻抗, ${l_{\rm{\beta }}}$表示传输线的电长度, $\left[ \begin{array}{l} {A_2} \\ {C_2} \\ \end{array} \right.\left. \begin{array}{l} {B_2} \\ {D_2} \\ \end{array} \right]$为带阻FSS的传输矩阵. 由(1)式可知, AFSS的特性由有耗FSS和带阻FSS以及两者之间的距离和介质基板决定. 当AFSS工作在吸波频段时, 由于阻带FSS具有准PEC特性, 即阻抗接近于零, 介质基板和带阻FSS可以看作端接短路的传输线. 因此, 此时AFSS的输入阻抗${Z_{{\rm{in}}3}}$为

${Z_{{\rm{in3}}}} = {Z_{{\rm{lossyFSS}}}}//{\rm{j}}{Z_0}\tan {l_{\rm{\beta }}},$

其中, ${Z_{{\rm{lossyFSS}}}}$表示有耗FSS的阻抗. 由传输线理论可知, 当设计小于四分之一波长的低剖面吸波体时, 加载有损FSS端口的输入阻抗为感性, 即${Z_{{\rm{in4}}}}$为感性. 为了获得更宽的吸波频段带宽, 有耗FSS在工作频段内应该呈现容性以使AFSS的总阻抗虚部为0^[18], 从而与自由空间实现阻抗匹配.

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3.1.吸波体的设计

由上节分析可得, 有耗FSS设计为容性更有利于降低剖面. 因此, 本文提出了一种双“工”字型单元增加容性阻抗, 如图2所示. 该结构中间加载150 Ω的贴片电阻, 使得有耗FSS的表面阻抗与自由空间中的波阻抗匹配. 从而实现良好的吸波特性. FR-4介质基板的介电常数${\varepsilon _{\rm{r}}} = 4.4$, 损耗角正切$\tan \delta = 0.02$, 厚度为0.5 mm, 其他主要设计参数为: $h = 6\;{\rm{mm}}$, $a = 5\;{\rm{mm}}$, $b = 8\;{\rm{mm}}$, $c = 2\;{\rm{mm}}$, $d = 1\;{\rm{mm}}$.
图 2 吸波体结构设计　(a) 三维视图; (b) 正视图
Figure2. Design of the absorber: (a) 3-D view; (b) front view.

采用CST微波工作室对所涉及的模型进行全波仿真, x方向和y方向均设置为周期边界, 激励设置为TE极化平面电磁波, 沿$ - z$方向垂直入射到单元平面, 其中电场E沿$ + y$方向, 磁场H沿$ + x$方向. 由于接地板为铜, 透射率为零, 吸收率$A = 1 - {\left| {{S_{11}}} \right|^2}$, 吸波体的吸收率和阻抗特性分别如图3(a)和图3(b)所示. 图3(a)中蓝色区域表示吸收率大于90%的吸波频段, 为5.4—13.8 GHz, 通带为1—3.5 GHz. 此外, 图3(b)为有耗FSS的表面阻抗以及从介质基板向接地板的输入阻抗${Z_{{\rm{in2}}}}$. 可以看出, 所设计的“工”字形单元加载集总电阻构成的有耗FSS阻抗在整个工作频段内都呈容性, 在低频段内与介质基板及空气层呈现的感性阻抗相抵消, 从而实现良好的阻抗匹配, 有效降低吸波体厚度的同时实现了宽频带吸波.
图 3 吸波体特性　(a) S₁₁与吸收率; (b) 阻抗特性
Figure3. Characteristic of the absorber: (a) S₁₁ and absorptivity; (b) impedance characteristic.

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3.2.带阻FSS的设计

根据上文所述的FSR设计原理及吸波体的设计结果, 为了实现具有高频吸波, 低频透射的AFSS, 需要设计一个阻带与上述吸波体的吸波频段一致, 且为具有高选择性的带阻FSS. 所设计的三维带阻FSS单元如图4(a)所示, 该三维FSS单元由两个耦合的双开口谐振方环构成, 介质基板采用F4-B, 单元沿电磁波入射方向放置, 沿y轴进行周期延拓. 其中, 谐振器线宽${c_1} = 1\;{\rm{mm}}$, ${c_2} = 2\;{\rm{mm}}$, 耦合缝隙$g = 2\;{\rm{mm}}$, 介质基板长度$l = 8\;{\rm{mm}}$, 厚度${t_{\rm{m}}} = 0.5\;{\rm{mm}}$, 相对介电常数${\varepsilon _{\rm{r}}} = 3.3$, 单元周期$p = 5\;{\rm{mm}}$. 利用CST微波工作室对设计的单元进行仿真, $x, y$方向设为周期边界, $ - z$为电磁波矢入射方向.
图 4 带阻FSS　(a)单元设计; (b)等效电路
Figure4. Band-stop FSS: (a) The design of unit cell; (b) equivalent circuit.

由于单元采用耦合的双开口谐振方环, 基于奇偶模分析理论^[19], 可将两个开口方环之间的耦合电容等效为图4(b)所示中的${C_1}$和${C_2}$, 其中, ${C_1}= 0.27\;{\rm{pF}}$, ${C_2} = 0.22\;{\rm{pF}}$. 当电磁波入射到结构时所产生不连续面处的等效电抗由电容${C_{\rm{p}}}$表示, 且${C_{\rm{p}}}={\rm{4}}.9 \;{\rm{pF}}$, 电感${L_{\rm{1}}}={\rm{6}}.06 \;{\rm{nH}}$, ${L_2}={\rm{5}}.34 \;{\rm{nH}}$. 在传输方向上, 介质基板等效为传输线, 传输线的等效阻抗为${Z_1} = {Z_0}/\sqrt {{\varepsilon _{{\rm{eff}}}}} $. 相邻单元之间的等效耦合电容为${C_3} = 0.1\;{\rm{pF}}$. 在仿真软件ADS(Advanced Design System)中利用等效电路仿真得到的S参数与CST全波仿真的结果对比如图5所示. 从图5中可以看到两者吻合度较高, 但是电路仿真结果在低频处有一些毛刺, 这主要是由于等效电路模型是在中心频率点进行提取得到的.
图 5 带阻FSS的等效电路仿真与全波仿真结果对比
Figure5. Comparison between simulation results and full wave simulation.

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3.3.AFSS结构设计

将所设计的有耗FSS与高选择性的宽阻带FSS级联形成所设计的AFSS结构, 如图6(a)所示, 图6(a)是一个3 × 1的周期结构示意图, 其中有耗FSS与带阻FSS之间为空气层, 空气层厚度$h = 6\;{\rm{mm}}$, 带阻FSS相邻单元之间的距离$p = 5\;{\rm{mm}}$, 其余参数均与上文一致. 在CST微波工作室, 采用与上文相同的周期边界条件进行设置, 并将入射波设置为TE极化波, 仿真得到的S参数与吸收率如图6(b)所示, TE极化波斜入射情况下的反射系数与传输系数由图6(c)所示. 其中, 黄色区域为–1 dB通带频段, 蓝色区域为吸收率为90%的吸收频段. 可以看到级联后的AFSS在1—3.5 GHz频段构成了1个3.5倍频程的低损耗、超宽带的带通响应频段, 通带内最小插入损耗为0.21 dB, 吸频段为6.5—11.7 GHz, 且从图6(c)中可以看到当斜入射角度增大到30°时, 仍能保证该性能. AFSS通带过渡到吸波带的陡峭性可由${\rm{F}}{{\rm{R}}_{{\rm{ap}}}} = {f_{\rm{a}}}/{f_{\rm{p}}}$获得^[14], 其中${f_{\rm{a}}}$为吸波段的最低频率, ${f_{\rm{p}}}$为通带的截止频率, 可得${\rm{F}}{{\rm{R}}_{{\rm{ap}}}} = 1.9$. 与加载金属地面的吸波体5.4—13.8 GHz的吸波频段相比较, 级联带阻FSS后吸收频带变窄, 这是由于带阻FSS的相位特性与PEC平面存在一定差异所导致.
图 6 (a) AFSS的3 × 1周期结构示意图; (b)TE极化波入射下的S参数与吸收率; (c) TE极化波斜入射时的反射系数与传输系数
Figure6. (a) Geometry of the proposed AFSS (3 × 1 periodic structure); (b) S parameters and absorptivity at TE-polarized incidence; (c) reflection/transmission coefficients at TE-polarized oblique incidences.

采用印刷板技术及工艺焊接技术对AFSS进行了样件加工, 加工的AFSS样件尺寸为240 mm × 240 mm × 14.5 mm, 单元数量为48 × 30. 样件如图7所示, 第一层为加载集总电阻的有耗FSS层, 第二层级联沿波矢方向放置的阻带FSS. 为了增强机械强度, 有耗FSS与阻带FSS之间加载了少量介电常数接近于1的泡沫条, 并设计了一种齿状夹具对三维FSS进行固定. 采用自由空间法^[20]进行测试, 实验装置如图8(a)所示, 测试天线型号为德国施瓦兹贝科BBHA 9120 D, 频率范围1—18 GHz, 矢量网络分析仪(VNA)型号为安捷伦 N5244 A PNA-X. 测量S₁₁时, 两个天线放在被测样品同侧, 为了消除多径传播引起的其他反射, 需要先测量与样品尺寸相同的金属板的S₁₁, 再测试样品的S₁₁, 两者的差值即为被测样品相对金属板的吸波效果. 为了更好的观察实验结果, 测量结果与仿真结果的对比如图8(b)所示. 可以看到制备的FSR实物的–1 dB通带为1—3.5 GHz, 吸波频段为6.3—11 GHz, ${\rm{F}}{{\rm{R}}_{{\rm{ap}}}} = 1.8$. 与仿真结果相比, 虽然过渡性变得更加陡峭, 但带阻FSS的第二传输零点向低频移动, 导致吸收频段变窄, 这主要是由于带阻FSS的介质基板过薄, 在实物制备中即使使用夹具进行固定, 也会产生一定的形变, 导致样件周期不均匀所引起的. 但总体而言, 样件的实验结果与仿真结果效果一致. 所设计的AFSS与近几年的AFSS进行比较, 如表1所示. 可以看出, 所提出的AFSS具有更宽的通带和吸收带宽, 以及陡峭的过度带宽, 对于混合结构而言, 结构尺寸相对较小, 剖面也相对较低.

参考文献	通带频段/GHz	吸波段分数带宽/%	${\rm{F}}{{\rm{R}}_{{\rm{ap}}}}$	${f_{\rm{a}}}$/ GHz	尺寸(@${f_a}$)	极化	结构
[14]	2—2.82	39.8	2.1	7.9	0.24 × 0.24 × 0.36	单极化	混合
[15]	≤ 1.54	34.6	3.1	4.8	0.14 × 0.14 × 0.13	单极化	三维
[16]	≤ 1.28	43	3.3	4.2	0.21 × 0.17 × 0.17	双极化	二维
本文	1—3.5	54	1.8	6.3	0.1 × 0.17 × 0.3	单极化	混合

表1所设计AFSS与前人所设计的AFSS比较
Table1.Comparisons between the proposed AFSS and the previous AFSSs.

图 7 AFSS样品　(a)有耗FSS; (b)带阻FSS
Figure7. Fabricated AFSS: (a) Lossy FSS; (b) bandstop FSS.

图 8 (a)实验装置(b) S参数的仿真结果与测量结果的对比
Figure8. (a) Experimental setup; (b) comparison between simulated and measured S parameters.

本文基于电路模拟吸收体的原理, 利用三维带阻FSS替换吸波体接地板的方法设计了一款低频透波高频吸波的AFSS, 利用容性FSS加载集总电阻, 以及高选择性的带阻FSS, 在实现宽带吸波的同时有效降低了剖面, 提高了过渡带的陡峭性, 并拓展了通带带宽, 整体性能有了显著提高. 此外, 设计的三维带阻FSS只需要利用普通的PCB印刷技术制造, 省去三维FSS制作和组装的困难, 可以满足实际工程需求. 最后通过实验验证, 结果表明实验结果与仿真结果一致.