东北大学 信息科学与工程学院, 辽宁 沈阳 110819
收稿日期:2017-04-26
基金项目:国家自然科学基金资助项目(61433004)。
作者简介:王大志(1963-), 男, 辽宁锦州人, 东北大学教授,博士生导师。
摘要:为了改善移相全桥直流变换器的输出性能, 提出一种重积分间接滑模控制策略.给出了移相全桥的动态模型, 同时采用李导数给出重积分间接滑模控制器的设计过程.分析了间接滑模控制过程中的降阶现象; 在三维相空间中描述了滑模存在域和滑动过程, 并给出滑模系数的整定公式.仿真和实验结果表明, 该控制策略可提升移相全桥变换器的鲁棒性和动态品质, 在保留滑模控制优点的同时有效消除间接滑模控制导致的输出残差.
关键词:移相全桥间接滑模控制重积分滑模控制鲁棒性李导数
Double Integral Indirect Sliding Mode Control for Phase-Shifted Full-Bridge Converters
WANG Da-zhi, GAO Ming, LI Zhao
School of Information Science & Engineering, Northeastern University, Shenyang 110819, China
Corresponding author: GAO Ming, E-mail: gaoming4869@163.com
Abstract: A double integral indirect sliding mode control strategy was proposed for phase-shifted full-bridge (PSFB) DC-DC converters to improve the output performance. The theoretical analysis of motion of sliding mode controlled system was done according to Lie derivative method. The order reduction in the process of indirect sliding mode controlling was analyzed. The existence region of sliding mode and sliding motion were described in three-dimensional phase space. The selection basis of the sliding surface coefficients was given. Experimental results show that the proposed control strategy can improve the robustness and dynamic quality of PSFB, and eliminate state errors in the output, based on the fortes of sliding mode control.
Key words: phase-shifted full-bridgeindirect sliding mode controldouble integral sliding mode controlrobustnessLie derivative
移相全桥(phase-shifted full-bridge, PSFB)以其大功率密度、高电压变比、零电压开关等优点而成为一种实用拓扑结构, 广泛用于光伏发电、电动汽车等分布式电源系统中.目前PSFB变换器的设计大多基于周期平均化建模的控制思想, 但采用线性定常化的控制策略无法保证PSFB适应分布式发电过程间歇性、随机性、不稳定的特点; 而滑模控制稳定性高、鲁棒性强、易于实现, 在开关变换器这类非线性系统中得到了广泛的研究和应用[1-2].
由于二阶滑模控制的开关变换器存在非零的稳态误差, 于滑模面中引入误差积分项构成三阶滑模控制器, 三阶滑模控制也称为全阶或积分滑模控制.文献[3]以单相逆变器为例设计了滞环三阶滑模控制器, 有效消除了系统静差, 但其开关频率会由于工作负载与额定负载间的不匹配而产生大波动.文献[4]提出一种适用于Buck型电路的PWM积分滑模控制策略, 固定了开关工作频率, 但未考虑控制信号在间接等效过程中的降阶现象, 使得这种消除静差的方法并不可靠.为了实现零静差的最初目标, 二重积分作用被引入到滑模控制策略, 文献[5]利用二重积分状态变量构造滑模流形, 增加滑模控制器的阶数, 验证了其在消除稳态误差方面的有效性.
为了提升PSFB变换器的鲁棒性和动态品质, 并使滑模控制的变换器实现有效的零静差输出, 本文提出一种适于PSFB变换器的间接PWM型重积分滑模控制策略.
1 基于李导数的n阶系统滑模控制设单输入n阶变换器系统的状态空间描述为
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图 1 PSFB的拓扑结构与等效电路Fig.1 Topology and equivalent circuit of PSFB |
式中:δ为移相电角度; Df为PSFB的移相比; n=N2/N1, 为变压器匝数比.
PSFB属于多子结构高阶Buck变换器族, 设开关为理想器件, 将PSFB简化为二阶Buck变换器, 如图 1所示.其中, C=C2, L=Lf, 等效开关Se的控制信号u为
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2.2 重积分滑模控制器现有的滑模控制器大多是基于二阶或三阶的行为模型进行分析与设计, 其中三阶滑模控制器的滑模面构造为
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为便于分析, 将四维弯曲空间中的S(x)=0向三维立体空间中投影.图 2给出的是输入量u分别为1或0时的子系统相轨迹, 其中P和Q为两个子系统的收敛平衡点.滑模流形S(x)=0将状态空间分成两个子区域:当系统位于S(x)>0的位置时, 须令u=1才能使相轨迹向S(x)=0运动; 相反, 当系统位于S(x)<0的位置时, 须令u=0才能使相轨迹向S(x)=0运动.因此滑模控制规则为
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图 2 滑模流形与系统相轨迹Fig.2 Sliding manifold and trajectory of system |
2.3 间接控制的降阶现象控制律的典型实现方式是通过设置滞环宽度来限制工作频率直接驱动开关工作.但滞环调制下的开关频率会由于额定负载与工作负载间的不匹配出现大范围波动, 这给电磁干扰抑制和滤波器设计带来了困扰.为了获得固定的开关频率, 可将滑模控制信号等效为PWM型间接控制信号[6-8], 作为PSFB的移相角来控制输出电压.
对于式(13)表示的三阶滑模控制器, 其等效连续函数ue为[4]
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重积分滑模控制器通过引入附加二重积分项x4, 与原有的计算项x3组成PI闭环, 消除间接控制过程中的隐含积分残差, 以实现开关定频工作且无输出静差的目的,如图 1中所示,其中Ka,Kb,Kc,Kd为滑模控制器的增益系数,s为复变量.联立式(7)、式(12)和式(15)可得重积分间接滑模控制信号ueq为
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2.4 滑模存在域与滑模运动控制信号u可保证系统轨迹向滑模流形趋近的可达性, 但系统能否进一步收敛平衡于原点O, 取决于是否满足滑模存在条件与稳定性要求.
状态变量x1, x2, x3和x4是相位正则关系, 直接得到式(15)的Laplace形式, 即
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图 3(Fig. 3)
图 3 k1>1/(RC)时的滑模存在域与滑模运动Fig.3 Existence region of sliding mode and sliding motion when k1 > 1/(RC) |
子区域Ⅰ和Ⅱ分别为
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2) 当k1<1/(RC)时, 状态空间中的滑模存在域如图 4所示.
图 4(Fig. 4)
图 4 k1<1/(RC)时的滑模存在域与滑模运动Fig.4 Existence region of sliding mode and sliding motion when k1 < 1/(RC) |
此时的滑模存在域总是能够包络相轨迹, 使系统能够在第一时间内进入滑模流形,开始向原点O滑动, 不存在二次趋近过程;但过早地进入滑模流形使系统耗费较多时间进行滑动.因此, 考虑到过小的滑动系数会降低动态响应速度, 同时在实际设计时, 为了使控制器对变化负载具有良好的调节能力, 降低对负载电阻R的敏感性, 应选择滑动系数,使k1?1/(RC).
2.5 滑模系数的选取式(21)给出了滑模系数取值的一般范围, 但未给出系数的选取依据及其与系统输出性能之间的关系.由式(18)可以看出, 等效控制ueq与经典PID控制的构造类似, 增大Ka使系统的动作灵敏, 稳态误差减小, 但过大的系数导致振荡次数增多且调节时间更长; 增大Kb可以改善动态特性, 缩短调节时间但扩大超调; 增大Kd可消除稳态误差, 却会降低系统的稳定性.三者同时作用且相互牵制, 如何选取合适的滑模系数是控制器设计的关键问题.
将式(19)整理为标准三阶系统的Laplace形式, 即
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按照Ackermann无静差控制器设计公式, 根据期望的动态特性选择滑动系数可以自动满足系统的稳定性条件[9-10].对于衰减响应变换器, 系统处于滑模状态时的期望输出误差为
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根据特征方程根与系数的关系可得
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图 5(Fig. 5)
图 5 PWM重积分滑模控制的PSFB输出特性Fig.5 Output waveform of PWM DISMC PSFB converter (a)—输出电压;(b)—x1-x2相平面;(c)—电压误差积分x3. |
由图 6、图 7可知, PWM积分滑模控制和PWM重积分滑模控制的动态过程相似, 区别仅在于前者的积分计算属于发散过程, 导致系统在x3轴上背向原点运行, 输出始终存在偏差; 而后者x3与x4构成PI闭环, 有效地消除了积分残差, 同时保留了原有的动态性能.
图 6(Fig. 6)
图 6 PWM积分滑模控制的PSFB输出特性Fig.6 Output waveform of PWM ISMC PSFB converter (a)—输出电压;(b)—电压误差积分x3. |
图 7(Fig. 7)
图 7 调整后的PWM重积分滑模控制的PSFB输出特性Fig.7 Output waveform of PWM DISMC PSFB with adjusted Kd (a)—输出电压;(b)—电压误差积分x3. |
3.2 实验搭建PSFB实验平台以验证本文的控制策略, 主要实验参数与仿真参数一致.图 8为三种控制方式下PSFB变换器的负载扰动输出波形.
图 8(Fig. 8)
图 8 三种控制方式下的负载扰动实验波形Fig.8 Output waveform of load disturbance under PWM ISMC, PWM DISM, PID, respectively (a)—PWM积分滑模控制;(b)—PWM重积分滑模控制;(c)—增量式PID控制. |
图 8a中, PWM积分滑模控制下的变换器在负载突变前输出电压为27.8 V, 偏差尚在容许范围内(1%); 突变后输出电压为27.0 V, 超出容差范围.由图 8b可见, 本文提出的PWM重积分滑模控制能够保证PSFB变换器在负载突变前后的输出都稳定在期望值, 相比PWM积分滑模控制具有更高的输出精度.
另外, 与传统的增量式PID控制比较, 增量式PID控制下的输出电压超调量和调节时间约为1.87 V和687 μs, PWM重积分滑模控制下的输出电压超调量和调节时间为1.21 V和339 μs, 且无振荡.可见, 本文提出的PWM重积分滑模控制策略相比传统的PID控制能够保证PSFB变换器具有强鲁棒性和更好的动态品质.
4 结论1) 与PWM积分滑模控制相比, PWM重积分滑模控制的积分计算环节属于闭环过程, 可有效地消除系统静差, 同时保留滑模控制的优点.
2) 与传统的线性PID控制相比, PWM重积分滑模控制策略不仅能够使PSFB变换器具有强鲁棒性和更好的动态品质, 且控制器的增益系数可通过解析公式进行整定, 具备实际的应用意义.
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