GNSS接收机导航滤波器辅助捕获技术

赵琳,罗治斌,丁继成,吴谋炎

(哈尔滨工程大学 自动化学院, 哈尔滨 150001)



摘要:

为了充分利用GNSS接收机导航滤波器先验信息对基带信号处理过程的捕获进行辅助,以提高捕获速度及灵敏度,以北斗B1I信号为研究对象,开展GNSS接收机导航滤波器辅助估计伪码相位、载波多普勒、NH码相位研究. 首先引入“虚拟路径”的概念计算伪码相位,并详细推导了由导航滤波器直接计算接收信号伪码相位的算法. 然后对伪码相位及多普勒频率的误差源和传播特性进行详细分析. 最后进行了捕获性能理论仿真分析. 结果表明:导航滤波器辅助伪码相位与多普勒频率估计条件下,能够将捕获灵敏度提高1.1 dB,平均捕获时间为1 ms；进一步加入对NH码相位估计的辅助从而扩展相干积分时间为20 ms,则额外可以提供12.8 dB的灵敏度提升,平均捕获时间为20 ms. 通过导航滤波器中的先验信息对信号捕获进行辅助,能够提高信号捕获性能,同时有助于降低无辅助条件下捕获装置频繁运行带来的功率损耗,所提出的算法可以直接应用到GNSS接收机及GNSS/INS深组合导航系统中.

关键词:  全球卫星导航系统  导航滤波器  辅助捕获  性能分析  灵敏度  捕获时间

DOI：10.11918/201810175

分类号:U666.1

文献标识码:A

基金项目:国家自然科学基金(61773132)



Signal acquisition technique aided by navigation filter in GNSS receiver

ZHAO Lin,LUO Zhibin,DING Jicheng,WU Mouyan

(College of Automation, Harbin Engineering University, Harbin 150001, China)

Abstract:

In Global Navigation Satellite System (GNSS) receiver, the prior information of navigation filter can be used to aid signal acquisition in order to increase acquisition speed and improve sensitivity. By taking the BDS B1I signal as the research object, studies on the estimation of pseudo-random code phase, carrier Doppler, and NH code phase aided by navigation filter in GNSS receiver were carried out. First, the concept of “virtual route” was introduced to derive the computing method of pseudo-random code phase by directly using navigation filter. Then, the error sources and propagation characteristics of pseudo-random code phase and Doppler frequency were analyzed thoroughly. Finally, the theoretical simulation analysis of acquisition performance was conducted. Results show that when estimating pseudo-random code phase and Doppler frequency aided by navigation filter, the acquisition sensitivity was improved by 1.1 dB, and the mean acquisition time was 1 ms. By further aiding the estimation of the NH code phase, the coherent time was extended to 20 ms, the additional acquisition sensitivity improvement of 12.8 dB was achieved, and the corresponding mean acquisition time was 20 ms. The performance of signal acquisition could be improved by utilizing the prior information of navigation filter. Meanwhile, the power consumption caused by frequently running of unaided acquisition engine could be decreased. The algorithms proposed in this paper can be directly applied in GNSS receiver or GNSS/INS deep integration system.

Key words:  GNSS  navigation filter  acquisition aiding  performance analysis  sensitivity  acquisition time


赵琳, 罗治斌, 丁继成, 吴谋炎. GNSS接收机导航滤波器辅助捕获技术[J]. 哈尔滨工业大学学报, 2020, 52(3): 165-172. DOI: 10.11918/201810175.
ZHAO Lin, LUO Zhibin, DING Jicheng, WU Mouyan. Signal acquisition technique aided by navigation filter in GNSS receiver[J]. Journal of Harbin Institute of Technology, 2020, 52(3): 165-172. DOI: 10.11918/201810175.
基金项目 国家自然科学基金(61773132) 作者简介 赵琳(1968—)，男，教授，博士生导师 通信作者 罗治斌，lzb1992426@126.com 文章历史 收稿日期: 2018-10-24



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GNSS接收机导航滤波器辅助捕获技术
赵琳, 罗治斌, 丁继成, 吴谋炎     
哈尔滨工程大学 自动化学院, 哈尔滨 150001

收稿日期: 2018-10-24
基金项目: 国家自然科学基金(61773132)
作者简介: 赵琳(1968—)，男，教授，博士生导师
通信作者: 罗治斌，lzb1992426@126.com


摘要: 为了充分利用GNSS接收机导航滤波器先验信息对基带信号处理过程的捕获进行辅助，以提高捕获速度及灵敏度，以北斗B1I信号为研究对象，开展GNSS接收机导航滤波器辅助估计伪码相位、载波多普勒、NH码相位研究.首先引入“虚拟路径”的概念计算伪码相位，并详细推导了由导航滤波器直接计算接收信号伪码相位的算法.然后对伪码相位及多普勒频率的误差源和传播特性进行详细分析.最后进行了捕获性能理论仿真分析.结果表明:导航滤波器辅助伪码相位与多普勒频率估计条件下，能够将捕获灵敏度提高1.1 dB，平均捕获时间为1 ms；进一步加入对NH码相位估计的辅助从而扩展相干积分时间为20 ms，则额外可以提供12.8 dB的灵敏度提升，平均捕获时间为20 ms.通过导航滤波器中的先验信息对信号捕获进行辅助，能够提高信号捕获性能，同时有助于降低无辅助条件下捕获装置频繁运行带来的功率损耗，所提出的算法可以直接应用到GNSS接收机及GNSS/INS深组合导航系统中.
关键词: 全球卫星导航系统    导航滤波器    辅助捕获    性能分析    灵敏度    捕获时间    
Signal acquisition technique aided by navigation filter in GNSS receiver
ZHAO Lin, LUO Zhibin, DING Jicheng, WU Mouyan     
College of Automation, Harbin Engineering University, Harbin 150001, China



Abstract: In Global Navigation Satellite System (GNSS) receiver, the prior information of navigation filter can be used to aid signal acquisition in order to increase acquisition speed and improve sensitivity. By taking the BDS B1I signal as the research object, studies on the estimation of pseudo-random code phase, carrier Doppler, and NH code phase aided by navigation filter in GNSS receiver were carried out. First, the concept of "virtual route" was introduced to derive the computing method of pseudo-random code phase by directly using navigation filter. Then, the error sources and propagation characteristics of pseudo-random code phase and Doppler frequency were analyzed thoroughly. Finally, the theoretical simulation analysis of acquisition performance was conducted. Results show that when estimating pseudo-random code phase and Doppler frequency aided by navigation filter, the acquisition sensitivity was improved by 1.1 dB, and the mean acquisition time was 1 ms. By further aiding the estimation of the NH code phase, the coherent time was extended to 20 ms, the additional acquisition sensitivity improvement of 12.8 dB was achieved, and the corresponding mean acquisition time was 20 ms. The performance of signal acquisition could be improved by utilizing the prior information of navigation filter. Meanwhile, the power consumption caused by frequently running of unaided acquisition engine could be decreased. The algorithms proposed in this paper can be directly applied in GNSS receiver or GNSS/INS deep integration system.
Keywords: GNSS    navigation filter    acquisition aiding    performance analysis    sensitivity    acquisition time    
全球卫星导航系统(global navigation satellite system, GNSS)的应用已经渗入到了军用和民用领域^[1-2].用户使用GNSS接收机来接收、处理导航卫星发射的电磁信号来确定接收机的位置、速度、时间信息^[3-4].信号捕获是接收机使用GNSS导航服务的前提条件，而捕获装置的设计需要考虑捕获性能和资源消耗的平衡.其中捕获性能主要指的是灵敏度、捕获时间，而资源消耗则包括消耗硬件数量和功耗.在不使用任何先验信息的前提下，传统的GNSS接收机信号捕获算法主要有串行捕获算法、基于快速傅立叶变换(fast Fourier transform, FFT)的并行频率捕获算法、基于FFT的并行码相位捕获算法、匹配滤波器(matched filter, MF)捕获算法、PMF-FFT捕获算法^[5-7].串行捕获算法在载波频率和码相位两个维度进行搜索，硬件消耗较小，但是需要的搜索时间较长；其他的算法属于并行搜索方法，可以减小搜索时间，但是硬件资源消耗及功耗都会上升.

如果在信号捕获过程中使用卫星星历、接收机位置等先验信息进行辅助，可以提高捕获性能同时降低资源消耗.先验信息可以来自于外部通信网络，如辅助GNSS(assisted-GNSS)技术；同时也可以来自其他导航系统，如惯性导航系统(inertial navigation system, INS). A-GNSS技术通过外部通信网络向接收机提供星历、粗略时间、粗略位置信息来降低搜索区间数量^[8-11].而接收机位置误差、动态运动、钟差、钟漂增加了搜索的不确定度.一些研究者研究了INS辅助卫星导航信号捕获的技术，但是都集中在对卫星多普勒频率的估计上，在码相位维度仍然采用串行搜索方式^[12-14].如果能够对码相位估计进行辅助则可以进一步降低搜索区间数量.由导航滤波器辅助码相位估计算法可以借鉴矢量跟踪中对码环控制量的计算方法，但是矢量跟踪需要标量跟踪迁入后才能对码相位进行计算，无法应用于捕获阶段^[15-17].目前文献中并没有对码相位直接计算算法的原理、算法的近似处理带来的影响、误差源及传播特性进行深入的分析.先验信息同时也可以来自于接收机导航滤波器本身，除了星历、定位结果、测速结果之外，导航滤波器还可以提供准确的接收机钟差和接收机钟漂估计，这些信息都可以提高辅助量的精度，从而减小搜索区间以及捕获引擎功耗，而导航滤波器辅助捕获技术缺少相应的理论研究.因此对GNSS接收机导航滤波器辅助捕获的研究具有较高的理论价值和实际意义.

本文以北斗B1I信号为研究对象，研究了导航滤波器对信号捕获的辅助算法、辅助量误差分析、对捕获性能的提升.本文介绍了研究的背景和目前研究存在的不足之处；推导了通过导航滤波器计算伪码相位、多普勒频率、NH码相位的计算方法；分析了导航滤波器辅助码相位和载波频率计算的误差源及传播特性；简要介绍了信号捕获的性能指标；通过理论分析证明了导航滤波器辅助捕获的优势.

1 导航滤波器辅助捕获 1.1 伪码相位计算如图 1所示，导航卫星在北斗时(Beidou time, BDT)T₁时刻发送的信号在北斗时T₂时刻被接收机收到，此时卫星已经由位置1运动到了位置2，其运动矢量定义ΔP_sat, 而接收机在T₂时刻测量的伪距实际上是以T₁时刻卫星的位置为基准的. 图 1中其他符号的含义解释如下：r为卫星与接收机之间的几何距离，m；τ为信号传播时间，s；c为光速，m/s；ρ₁为T₁时刻发送的信号到达接收机所走过的实际路径长度，m；虚线代表“虚拟路径”的概念，即假设卫星在位置2发射的信号走过该路径并在T₂时刻到达接收机，虚拟路径的长度为ρ₂.引入“虚拟路径”的概念便于对T₂时刻导航信号中的伪码相位进行计算，相当于一条辅助线，而实际上来说信号并不存在这个传播路径.下面将通过“虚拟路径”的概念来计算T₂时刻码相位的值，计算过程可分为以下4个步骤.

Fig. 1
图 1 信号发射时间计算示意图 Fig. 1 Diagram of signal transmit time calculation


步骤1??计算虚拟路径长度.由于信号传播时间τ₁很短(小于0.2 s)，因此为位置1和位置2之间的距离也很小.相对于卫星与接收机的距离来说，虚拟路径和实际路径几乎是重合的.因此对用户来说，信号在实际路径和虚拟路径上的电离层延迟、对流程延迟，以及两时刻卫星钟差具有高度的相关性.由差分定位理论可知，实际路径和虚拟路径中电离层延迟、对流层延迟以及两个时刻的卫星钟差可以认为是相等的.虚拟路径长度可表示为

${\rho _2} = {r_2} + I + T,$ (1)

${r_2} = \left| {{\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}}\left( {{T_2}} \right) - {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{rec}}}}} \right|.$ (2)

式中：ρ₂为虚拟路径长度，m；I为电离层延迟，m；T为对流层延迟，m；P_sat(T₂)为T₂时刻卫星在CGCS-2000坐标系内的位置坐标；P_rec为T₂时刻接收机的位置.

信号在虚拟路径上的传播时间可表示为

${\tau _2} = \frac{{{\rho _2}}}{c},$ (3)

式中τ₂的值与真实路径上信号传播时间τ₁近似相等，因此τ₂可作为τ₁的粗略估计值.第2节将讨论此近似过程所带来的码相位计算误差.

步骤2??计算实际传播路径长度. T₂时刻的测量伪距实际上是以卫星在T₁时刻的位置作为基准来定义的.信号走过的实际路径长度可定义为

${\rho _1} = {r_1} + I + T.$ (4)

式中ρ₁为实际路径长度，m.卫星在传播时间τ₁(τ₁≈ τ₂)内，由位置1移动到了位置2.定义Δr为

$\Delta r = {r_2} - {r_1}.$ (5)

式中Δr实际上是卫星运动矢量ΔP_sat在单位视距矢量上的投影，即

$\Delta r = \Delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}} \cdot \mathit{\boldsymbol{l}}.$ (6)

式中l为由接收机指向卫星的单位视距矢量，卫星的运动矢量可以通过两个时刻卫星位置的差分，得到其计算方法为

$\begin{array}{l}\Delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}} = {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}}\left( {{T_2}} \right) - \mathit{\boldsymbol{C}}\left( {{\tau _1}} \right){\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}}\left( {{T_1}} \right) \approx \\\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;{\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}}\left( {{T_2}} \right) - \mathit{\boldsymbol{C}}\left( {{\tau _2}} \right){\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}}\left( {{T_1}} \right),\end{array}$ (7)

$\mathit{\boldsymbol{C}}\left( {\Delta t} \right) = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}}{\cos \left( {{\mathit{\Omega }_{{\rm{ie}}}} \cdot \Delta t} \right)}&{\sin \left( {{\mathit{\Omega }_{{\rm{ie}}}} \cdot \Delta t} \right)}&0\\{ - \sin \left( {{\mathit{\Omega }_{{\rm{ie}}}} \cdot \Delta t} \right)}&{\cos \left( {{\mathit{\Omega }_{{\rm{ie}}}} \cdot \Delta t} \right)}&0\\0&0&1\end{array}} \right].$ (8)

式中Ω_ie为地球自转角速度，rad/s.对于CGCS-2000坐标系有Ω_ie=7.292 115 0×10^－5 rad/s，由于CGCS-2000坐标系属于旋转坐标系，方程(7)中C(Δt)矩阵的意义在于将T₁时刻卫星位置坐标变换到T₂时刻的坐标系中.此外由于τ₁的值不能预知，因此用τ₂进行代替.在通过计算得到Δr后，并且结合式(1)、(4)、(5)可知，实际路径长度的计算方法为

${\rho _1} = {\rho _2} - \Delta r.$ (9)

信号在实际路径上的传播时间τ₁可由下式进行计算:

${\tau _1} = \frac{{{\rho _1}}}{c}.$ (10)

步骤3??计算信号发射时间.由于接收机在定位之后掌握时间信息，而信号传播时间已经在步骤2中计算得到，因此在测量时刻处信号发射时间即为接收机时间修正接收机钟差和卫星钟差后再减去信号传播时延，即

${t_{{\rm{trans}}}} = {t_{{\rm{rec}}}} - \delta {t_{{\rm{rec}}}} + \delta {t_{{\rm{sat}}}} - {\tau _1}.$ (11)

式中：t_trans为信号发射时间，s；t_rec为从接收机时钟上读出的T₂时刻对应的接收机时间，s；δt_rec为接收机钟差，s；δt_sat为卫星钟差，s.需要注意的是，t_rec－δt_rec实际上是将接收机时钟转换为此时刻的北斗时.由于信号的发射时间是以卫星钟作为基准的，因此计算发射时间时还需要将其转换为卫星钟上的时间.继续补偿δt_sat这一项将此时刻的北斗时转换为该时刻卫星钟时间.

步骤4??把信号发射时间转换为码相位. 1 ms的发射时间对应一整周的B1I码(码相位取值为0~2 046)，而B1I码的起点与卫星钟的整数毫秒时间严格对齐.根据BDS B1I信号发射时间与码相位的关系，可以得到码相位的计算公式为

${\varphi _{{\rm{code}}}}\left( {{T_2}} \right) = \left( {{t_{{\rm{trans}}}} \cdot 1000 - \left[ {{t_{{\rm{trans}}}} \cdot 1000} \right]} \right) \cdot {l_{{\rm{code}}}}.$ (12)

式中：φ_code(T₂)为T₂观测时刻码相位的值，chip；l_code为码长，chip，对B1I信号来说是2 046；[·]为取整函数; t_trans·1 000实质上将信号发射时间的单位由s转换为ms.

1.2 载波多普勒计算由导航滤波器计算多普勒频率的方法为

${f_{\rm{d}}} = \frac{{\left[ {{\mathit{\boldsymbol{V}}_{{\rm{rec}}}} - {\mathit{\boldsymbol{V}}_{{\rm{sat}}}}\left( {{T_2}} \right)} \right] \cdot l}}{\lambda } - {\rm{ \mathsf{ δ} }}{f_{{\rm{rec}}}} + {\rm{ \mathsf{ δ} }}{f_{{\rm{sat}}}},$ (13)

式中：V_sat为T₂时刻卫星的速度，m/s；V_rec为T₂时刻接收机的速度，m/s；δf_rec为接收机时钟漂移，Hz；δf_sat为卫星时钟漂移，Hz；λ为B1I信号载波的波长，m.由于卫星上采用了高稳定度的原子钟，卫星时钟漂移的量级很小(10^－12Hz量级)，因此多普勒频率计算公式可以简化为

${f_{\rm{d}}} = \frac{{\left[ {{\mathit{\boldsymbol{V}}_{{\rm{rec}}}} - {\mathit{\boldsymbol{V}}_{{\rm{sat}}}}\left( {{T_2}} \right)} \right] \cdot \mathit{\boldsymbol{l}}}}{\lambda } - {\rm{ \mathsf{ δ} }}{f_{{\rm{rec}}}}.$ (14)

1.3 NH码相位计算如图 2所示，北斗MEO/IGSO卫星信号中调制有D1电文，其数据位位宽为20 ms.信号中还调制有NH码，其周期为20 ms，每个NH码码宽为1 ms. NH码的周期与导航电文数据位持续时间一致.因此一个导航电文数据比特中包含1组NH码，也就是20个NH码符号位^[18].其造成的影响类似于把20 ms电文宽度变成了1 ms.频繁的符号位跳变限制了捕获过程的相干积分时间，降低了信号捕获的灵敏度.在通过导航滤波器估算信号发射时间之后，可以进一步对NH码相位进行计算.在获得NH码相位后，可以将积分的起始位置选择为NH码相位为1的数据块，这样便可消除NH码跳变的影响，从而进行20 ms的相干积分.

Fig. 2
图 2 NH码调制示意图 Fig. 2 Diagram of NH code modulation


NH码相位与信号发射时间具有严格的对应关系.信号发射时间通常表示为周内秒，取值为[0 s, 604 800 s).信号发射过程中，卫星将发射时间刻在信号上，同时也同步地将NH码刻在信号上，并且以20 ms为周期不断循环.举例来说，在BDT为0~1 ms间隔中，此时刻入导航信号的NH码的码相位为1；而在BDT为19~20 ms间隔中，此时刻入导航信号的NH码的码相位为20；在BDT为21~ 22 ms间隔中，由于NH码的周期性，此时刻入导航信号的NH码对应相位重新回到1.因此，对于任意信号发射时刻t_trans，T₂时刻信号中的NH码的码相位计算方法为

${\varphi _{{\rm{NH}}}} =\text{ ceil}\left[ {\text{ rem}\left( {{t_{{\rm{trans}}}} \cdot 1000,20} \right)} \right].$ (15)

式中：φ_NH为T₂时刻接收信号中NH码相位，chip；rem(·)为取余函数；ceil(·)为向上取整函数.

2 辅助算法及辅助量误差分析 2.1 伪码相位计算算法误差分析在上一小节采用式(7)计算卫星运动矢量ΔP_sat时，用传播时间τ₂代替了传播时间τ₁，由此可能会引起ΔP_sat的计算误差，下面对这一项由于近似带来误差进行分析.将式(7)中“≈”两边的项进行作差，可得ΔP_sat的计算误差为

$\delta \left( {\Delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}}} \right) = \left[ {\mathit{\boldsymbol{C}}\left( {{\tau _2}} \right) - \mathit{\boldsymbol{C}}\left( {{\tau _1}} \right)} \right] \cdot {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}}\left( {{T_1}} \right),$ (16)

τ₂与τ₁的时间差为

$\Delta \tau = {\tau _2} - {\tau _1} = \frac{{{\rho _2} - {\rho _1}}}{c} = \frac{{{r_2} - {r_1}}}{c}.$ (17)

式中r₁和r₂之差主要是由于卫星运动在视距矢量投影所导致的.北斗GEO/IGSO卫星轨道高度大概为35 786 km，MEO卫星轨道高度为21 528 km.两种高度卫星信号传播到地面上的传播时间大概为120、72 ms.另外，GEO卫星速度近似为0，IGSO卫星速度在1~3 km/s之间，MEO速度在2~4 km/s之间.考虑最差的情况，假定传播时间τ₁=150 ms，卫星与载体相向而行，且相对速度为4 000 m/s，此时r₁和r₂之差为0.15 s×4 km/s = 600 m.实际的r₁和r₂之差应当小于此时的r₁和r₂之差，有

$\Delta \tau = \frac{{{r_2} - {r_1}}}{c} < \frac{{600\;{\rm{m}}}}{c} \approx 2 \times {10^{ - 6}}{\rm{s}},$ (18)

将τ₁=150 ms，Δτ=2×10^－6s代入方程(16)中进行运算，可得

$\delta \left( {\Delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}}} \right) \approx {\mathit{\boldsymbol{O}}_{3 \times 3}} \cdot {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}}\left( {{T_1}} \right) = {\mathit{\boldsymbol{O}}_{3 \times 3}}.$ (19)

因此，即使在最差的情况下，用τ₂代替τ₁所带来的ΔP_sat计算误差可以忽略不计.

2.2 伪码相位计算误差源及传播特性本小节将对导航滤波器计算得到的码相位及多普勒频率两个辅助信息的精度进行分析，寻找辅助量误差的误差源和及其传播特性.由式(12)可知，码相位的估计误差主要取决于信号发射时间的估计误差.将式(1)、(7)、(9)代入式(10)，再将式(10)代入式(11)，可以进一步展开T₂时刻信号发射时间的计算公式：

$\begin{array}{l}{t_{{\rm{trans}}}} = {t_{{\rm{rec}}}} - \delta {t_{{\rm{rec}}}} + \delta {t_{{\rm{sat}}}} - \\\;\;\;\;\;\;\;\;\;\frac{{\left| {{\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}}\left( {{T_2}} \right) - {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{rec}}}}} \right| + I + T - \Delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}} \cdot \mathit{\boldsymbol{l}}}}{c},\end{array}$ (20)

将公式中的真值用导航滤波器给出的估计值进行替代，可得

$\begin{array}{l}{{\hat t}_{{\rm{trans}}}} = {t_{{\rm{rec}}}} - \delta {{\hat t}_{{\rm{rec}}}} + \delta {{\hat t}_{{\rm{sat}}}} - \\\;\;\;\;\;\;\;\;\;\frac{{\left| {{{\mathit{\boldsymbol{\hat P}}}_{{\rm{sat}}}}\left( {{T_2}} \right) - {{\mathit{\boldsymbol{\hat P}}}_{{\rm{rec}}}}} \right| + \hat I + \hat T - \Delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}} \cdot \mathit{\boldsymbol{l}}}}{c}.\end{array}$ (21)

式中：δt_rec为导航滤波器估计的接收机钟差，m；δt_sat为通过卫星星历计算得到的卫星钟差，m；$ \hat{\boldsymbol{P}}_{\text {sat }}\left(T_{2}\right) $为导航滤波器通过星历计算得到的卫星位置坐标，m；$ \hat{\boldsymbol{P}}_{\text {rec }} $为导航滤波器计算得到的接收机位置坐标，m；$\hat{I} $、$ \hat{T} $分别为导航滤波器通过模型估算得到的电离层延迟和对流层延迟，m.

信号发射时间估计误差可以由估计值减去真值得到，将式(20)和式(21)作差，信号发射时间计算误差为

$\begin{array}{l}\delta {t_{{\rm{trans}}}} = {{\hat t}_{{\rm{trans}}}} - {t_{{\rm{trans}}}} = \frac{1}{c}\delta {r_1} - \frac{1}{c}\delta I - \frac{1}{c}\delta T - \\\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\delta \left( {\delta {t_{{\rm{rec}}}}} \right) + \delta \left( {\delta {t_{{\rm{sat}}}}} \right).\end{array}$ (22)

式中：

$\delta \left( {\delta {t_{{\rm{rec}}}}} \right) = \delta {{\hat t}_{{\rm{rec}}}} - \delta {t_{{\rm{rec}}}},$ (23)

$\delta \left( {\delta {t_{{\rm{sat}}}}} \right) = \delta {{\hat t}_{{\rm{sat}}}} - \delta {t_{{\rm{sat}}}},$ (24)

$\delta {r_1} = \left| {{{\mathit{\boldsymbol{\hat P}}}_{{\rm{sat}}}}\left( {{T_2}} \right) - {{\mathit{\boldsymbol{\hat P}}}_{{\rm{rec}}}}} \right| - \left| {{\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}}\left( {{T_2}} \right) - {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{rec}}}}} \right|,$ (25)

$\delta I = \hat I - I,$ (26)

$\delta T = \hat T - T.$ (27)

其中：δt_trans为发射时间计算误差，s；δr₁为T₂时刻由于对接收机位置和卫星位置掌握不准确导致的接收机与卫星之间相对距离估计误差，m；δI为电离延迟估计误差，m；δT为对流层延迟估计误差，m；δ(δt_rec)为接收机对钟差估计的误差，s，实质上表征了接收机对时间精度的掌握程度；δ(δt_sat)为卫星钟差误差，s，代表用时钟模型改正卫星钟之后残余的卫星时间误差，实际表征接收机对卫星时间掌握的精确程度.

下面就式(22)体现的误差源分别进行讨论.首先对δr₁这一项进行分析, 如图 3所示，R₁为接收机实际位置点，S₁为卫星实际位置点，r₁为由接收机指向卫星的真实的视距矢量，即

${\mathit{\boldsymbol{r}}_1} = {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}} - {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{rec}}}}.$ (28)

Fig. 3
图 3 相对距离误差与卫星、接收机位置误差关系 Fig. 3 Relation between relative distanceerror and satellite/receiver position error


导航滤波器对接收机和卫星的位置估计存在偏差，其计算得到的视距矢量为$ \hat{\boldsymbol{r}}_{1} $，并且由R₁点指向S₂点，其计算公式为

${{\mathit{\boldsymbol{\hat r}}}_1} = {{\mathit{\boldsymbol{\hat P}}}_{{\rm{sat}}}} - {{\mathit{\boldsymbol{\hat P}}}_{{\rm{rec}}}} = \left( {{\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}} + \delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}}} \right) - \left( {{\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{rec}}}} + \delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{rec}}}}} \right).$ (29)

式中δP_sat、δP_rec分别为对卫星和接收机位置估计的误差矢量.将r₁和$ \hat{\boldsymbol{r}}_{1} $之差定义为视距矢量估计偏差，并且定义Δr₁，则有

$\Delta {\mathit{\boldsymbol{r}}_1} = {{\mathit{\boldsymbol{\hat r}}}_1} - {\mathit{\boldsymbol{r}}_1} = \delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}} - \delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{rec}}}}.$ (30)

在直线R₁S₁上确定A点，使得R₁A = R₁S₂.则直线AS₁的长度即为δr₁.在△R₁S₂A中，根据余弦定理，有

$\cos \beta =\frac{\overline{AR}_{1}^{2}+\overline{{{S}_{2}}R}_{1}^{2}-\overline{AS}_{2}^{2}}{2{{\overline{AR}}_{1}}\cdot {{\overline{{{S}_{2}}R}}_{1}}}.$ (31)

又因为$ {\overline {AR} _1} = {\overline {{S_2}R} _1} $，且$ {\overline {AR} _1} $远大于$ {\overline {AS} _2} $，有cos β≈1，即β≈0°.因此对于等腰△R₁S₂A，顶角约等于0°，两个底角都近似为90°.因此，图 3中标注的角α≈90°.这样一来，几何距离计算误差δr₁可以看作矢量Δr₁在单位视距矢量l上的投影，即

$\delta {r_1} = \Delta {\mathit{\boldsymbol{r}}_1} \cdot \mathit{\boldsymbol{l}} = \left( {\delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}} - \delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{rec}}}}} \right) \cdot \mathit{\boldsymbol{l}}.$ (32)

将式(32)代入式(22)中，可得

$\begin{array}{l}\delta {t_{{\rm{trans}}}} = \frac{1}{c}\delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{rec}}}} \cdot \mathit{\boldsymbol{l}} - \frac{1}{c}\delta {\mathit{\boldsymbol{P}}_{{\rm{sat}}}} \cdot \mathit{\boldsymbol{l}} - \frac{1}{c}\delta I - \frac{1}{c}\delta T - \\\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\delta \left( {\delta {t_{{\rm{rec}}}}} \right) + \delta \left( {\delta {t_{{\rm{sat}}}}} \right).\end{array}$ (33)

根据式(33)，可对导航滤波器预测码的预测误差的主要误差源、传播特性、误差量级可归纳如下：误差源主要由卫星轨道误差δP_sat、接收机位置误差δP_rec、电离层延迟估计误差δI、对流层延迟估计误差δT，接收机钟差的估计误差δ(δt_rec)、卫星钟差的估计误差δ(δt_sat)所构成.由式(29)可知，δP_sat和δP_rec经过视距投影后，将会线性地传播到发射时间计算误差中去，而其他项则直接以线性的方式传播到发射时间计算误差中去. δP_rec量级可以参照标准的卫星导航服务的定位精度，其三维均方根大概为7 m，投影到视距上要小于此值，但考虑最差的情况，由此引起的码相位计算误差均方根仍可假定为7 m；δ(δt_rec)的均方根大概为7 m^[19-20].卫星位置计算误差在视距上的均方根大概为2 m；经过模型矫正后δ(δt_sat)均方根大概为2 m；经过模型估算后，电离层残余误差δI大概在1~5 m之间；经过模型估算后，对流层残余误差δT大概在0.1~1 m之间^[4].综上所述，码相位计算误差的3σ值上限为

$\begin{array}{l}3 \cdot \rm \sqrt {{{(7m)}^2} + {{(7m)}^2} + {{(2m)}^2} + {{(2m)}^2}} + \\5{\rm{m}} + 1{\rm{m}} \approx 36{\rm{m}}.\end{array}$ (34)

2.3 载波多普勒计算误差源及传播特性将式(14)中的真值用导航滤波器的估计值进行替代，可得

${{\hat f}_{\rm{d}}} = \frac{{\left( {{{\mathit{\boldsymbol{\hat V}}}_{{\rm{rec}}}} - {{\mathit{\boldsymbol{\hat V}}}_{{\rm{sat}}}}} \right) \cdot \boldsymbol{l}}}{\lambda } - \delta {{\hat f}_{{\rm{rec}}}}.$ (35)

式中：$ {\mathit{\boldsymbol{\hat V}}_{{\rm{sat}}}} $为导航滤波器计算得到的的卫星速度，m/s；$ {\mathit{\boldsymbol{\hat V}}_{{\rm{rec}}}} $为导航滤波器给出的接收机的速度，m/s；$ \delta {\hat f_{{\rm{rec}}}} $为接收机时钟漂移估计值，Hz.

将式(14)与式(35)进行作差，可得到多普勒频率的估计误差：

$\delta {f_{\rm{d}}} = {{\hat f}_{\rm{d}}} - {f_{\rm{d}}} = \frac{1}{\lambda } \cdot \left( {\delta {\mathit{\boldsymbol{V}}_{{\rm{rec}}}} - \delta {\mathit{\boldsymbol{V}}_{{\rm{sat}}}}} \right) \cdot \mathit{\boldsymbol{l}} - \delta \left( {\delta {f_{{\rm{rec}}}}} \right).$ (36)

式中：δV_sat为卫星速度估计误差，m/s；δV_rec为用户速度估计误差，m/s；δ(δf_rec)为接收机钟漂估计误差，Hz.

由式(36)可知，δV_sat和δV_rec经过视距投影后，将线性地传播到多普勒估计误差中，而δ(δf_rec)将直接线性地传播到多普勒估计误差中.对于BDS B1I提供的导航服务来说，δV_rec的三维均方根为0.1 m/s；δV_sat的三维均方根应小于0.1 m/s^[21]；二者投影到视距矢量后转化成多普勒估计误差应小于投影前，但是考虑最差的情况计算多普勒频率估计误差3σ值的时候仍然可以不考虑视距投影的影响；接收机时钟频率由于受到卫导的校准，其稳定性较高，因此δ(δf_rec)量级可假定为(应小于)2 Hz；载波波长λ可以取为B1I信号的波长，大概为0.19 m.则多普勒频率估计误差的3σ值上限为

$3 \cdot \sqrt {{{\left( {\frac{{0.1}}{{0.19}}{\rm{Hz}}} \right)}^2} + {{\left( {\frac{{0.1}}{{0.19}}{\rm{Hz}}} \right)}^2} + {{\left( {2{\rm{Hz}}} \right)}^2}} \approx 6{\rm{Hz}}{\rm{.}}$ (37)

由上述分析可知，由导航滤波器计算的码相位误差的3σ值大概为36 m(0.24个B1I码宽)，小于半个B1I伪码码宽；而多普勒频率估算误差的3σ值大概为6 Hz，小于采用500 Hz为步长时的捕获频率精度(250 Hz).由此可知，采用导航计算辅助捕获算法，只需要一次相关即可检测到导航信号是否存在.需要注意的是，对弱信号采用导航滤波器辅助捕获需要采用NH码相位估计和剥离，将相干积分时间扩展为20 ms.

3 捕获性能指标 3.1 捕获灵敏度信号捕获灵敏度代表满足一定虚警率和检测概率的条件下，卫星信号载噪比的最小值.实际上表征了满足一定捕获成功率条件下能够检测到的最弱的信号强度. GNSS中频信号与本地载波和伪码信号进行混频、相关运算，得到同相(I)、正交(Q)两路相关值，其数学模型为

$\left\{ {\begin{array}{*{20}{l}}{{I_k} = A \cdot R\left( {\delta {\tau _k}} \right) \cdot \text{sinc} \left( {{\rm{ \mathsf{ δ} }}{f_k}{T_{{\rm{coh}}}}} \right) \cdot \cos \left( {\delta {\varphi _k}} \right) + {n_I},}\\{{Q_k} = A \cdot R\left( {\delta {\tau _k}} \right) \cdot \text{sinc} \left( {{\rm{ \mathsf{ δ} }}{f_k}{T_{{\rm{coh}}}}} \right) \cdot \sin \left( {\delta {\varphi _k}} \right) + {n_Q}.}\end{array}} \right.$ (38)

$A = \sqrt {2 \cdot \frac{c}{{{n_0}}} \cdot {T_{{\rm{coh}}}}} \cdot {\sigma _n},$ (39)

$\frac{c}{{{n_0}}} = {10^{\frac{1}{{10}} \cdot \frac{C}{{{N_0}}}}},$ (40)

式中：I_k为同相支路相关值；Q_k为正交支路相关值；k为第k次搜索的结果；A为相关值信号幅度，由信号强度(载噪比)所决定；R(·)为伪码自相关函数；δφ为本地载波与接收载波的相位差，rad；δf为本地载波与接收载波的频率差，Hz；δτ为本地伪码与接收伪码的相位差，chip；T_coh为相干积分时间，s；n_I和n_Q为相关值中噪声的量，二者服从零均值的高斯分布，均值为0，方差为σ_n²；C/N₀为dB-Hz为单位的载噪比，c/n₀为以Hz为单位的载噪比.信号捕获过程的检测统计量为

$V = \sqrt {I_k^2 + Q_k^2} .$ (41)

当信号不存在时，统计量V服从瑞利分布，如下式所示：

${f_n}\left( v \right) = \frac{v}{{\sigma _n^2}}{{\rm{e}}^{ - \frac{{{v^2}}}{{2\sigma _n^2}}}},$ (42)

式中f_n(v)为瑞利分布的率密度函数.

当信号存在时，统计量V服从莱斯分布，如下式所示：

${f_s}\left( v \right) = \frac{v}{{\sigma _n^2}}{{\rm{e}}^{ - \frac{{{v^2} + {a^2}}}{{2\sigma _n^2}}}}{I_0}\left( {\frac{{va}}{{\sigma _n^2}}} \right),$ (43)

式中f_s(v)为信号存在时V的概率分布，I₀(·)为第一类零阶修正贝塞尔函数，式中a定义为

$a = A \cdot R\left( {\delta {\tau _k}} \right) \cdot \text{sinc}\left( {\delta {f_k}{T_{{\rm{coh}}}}} \right).$ (44)

若检测门限选定为V_t，则虚警率P_fa可由下式计算:

${P_{{\rm{fa}}}} = \int_{{V_{\rm{t}}}}^\infty {{f_n}} (v) \cdot {\rm{d}}v,$ (45)

一般情况下，都是先选择虚警概率(如0.1)，再确定检测门限.若首先确定虚警率P_fa，则检测门限的计算公式为

${V_{\rm{t}}} = {\sigma _n}\sqrt { - 2\ln {P_{{\rm{fa}}}}} .$ (46)

在确定检测门限V_t后，信号的捕获检测概率P_d的计算公式为

${P_{\rm{d}}} = \int_{{V_{\rm{t}}}}^\infty {{f_s}} (v) \cdot {\rm{d}}v.$ (47)

在相干积分时间确定的情况下，捕获概率随着信号载噪比的上升而上升.信号捕获灵敏度定义为:当捕获概率大于某一数值(如0.95)的条件下，信号载噪比的最小值.

3.2 平均捕获时间捕获时间T_acq为接收机从开始搜索到搜索到信号所需要的时间.由于T_acq是一个随机变量，通常采用平均捕获时间T_acq来衡量接收机捕获速度，其数学计算方法为

${{\bar T}_{{\rm{acq}}}} = \frac{{2 + \left( {2 - {P_{\rm{d}}}} \right)(q - 1)\left( {1 + {L_c} \cdot {P_{{\rm{fa}}}}} \right)}}{{2 \cdot M \cdot {P_{\rm{d}}}}}K \cdot {T_{{\rm{coh}}}},$ (48)

其中：T_acq为平均捕获时间，P_d为检测概率，q为搜索区间数量，L_c为在无信号单元中由虚警率带来的时间损耗系数，M为并行搜索通道的个数，K为非相干累积的次数，T_coh为相干积分时间.

4 辅助算法捕获性能分析 4.1 捕获灵敏度分析按照文献[12]给出的参数设定虚警率、检测概率、搜索区间和搜索步长：P_fa=0.1，P_d=0.95.对于无辅助的情况下，其多普勒频率搜索范围为[-10 kHz, 10 kHz]，频率搜索步长为500 Hz，意味着最大的频率捕获误差为250 Hz；码相位搜索步长为0.5码片，意味着最大的码相位捕获误差为0.25码片.对于有导航滤波器辅助的情况，最大的频率搜索误差和码相位搜索误差可取为各自估计误差的3σ值上限：即6 Hz和0.24码片.

图 4展示了无辅助捕获情况下和有辅助捕获情况下对信号检测概率的分析.其中辅助算法只采用了导航滤波器辅助码相位和载波多普勒估计，相干积分时间由于存在NH码跳变的影响都选择为1 ms.从图中可以看出，当检测概率P_d=0.95时，无辅助条件下捕获灵敏度为41.2 dB-Hz，有辅助条件下捕获灵敏度为40.1 dB-Hz，导航滤波器对捕获的辅助将捕获灵敏度提高了1.1 dB.

Fig. 4
图 4 有辅助和无辅助条件下的捕获概率分析 Fig. 4 Acquisition probability analysisof aided and unaided acquisition


图 5展示了辅助算法加入对NH码相位估计的情况下，无辅助和有辅助条件下的捕获概率分析.导航滤波器对位同步进行辅助，从而消除了NH码跳变对相干积分的影响，将捕获算法的相干积分时间扩展为20 ms；而无辅助的情况下由于NH码跳变的影响，其相干积分时间仍然被限制为1 ms.从图中可以看出，当检测概率P_d=0.95时，无辅助条件下捕获灵敏度为41.6 dB-Hz，有辅助条件下捕获灵敏度为27.3 dB-Hz，导航计算对捕获的辅助将捕获灵敏度提高了14.3 dB，相对单纯的导航滤波器对多普勒频率和伪码相位辅助，NH码相位辅助可以额外提供12.8 dB的捕获灵敏度提升.

Fig. 5
图 5 增加NH码相估计条件下捕获概率分析 Fig. 5 Acquisition probability analysis when providing NH code phase estimation


4.2 捕获时间分析对于无辅助的二维串行捕获来说，多普勒搜索区间为±10 kHz，搜索步长为500 Hz，因此频域搜索区间个数为20 kHz/500 Hz + 1 = 41.码相位搜索范围为[0, 2 046)，搜索步长为0.5码片，因此码搜索区间数量为2 046/0.5 = 4 092.因此，二维搜索总共的搜索区间数量为4 092×41 = 167 772.文中无辅助串行捕获算法相关参数为:P_d=0.95，P_fa=0.1，K=1，T_coh=1 ms，M=1，L_c=1.将这些参数代入式(48)，得二维搜索的平均搜索时间为93.64 s.

对于导航计算辅助捕获算法，总共需要搜索的区间数量为1，其他参数与无辅助的二维捕获相同，通过式(48)计算可得需要的平均搜索时间，当T_coh=1 ms时候平均捕获时间为1.1 ms；当T_coh=20 ms时，平均捕获时间为21.1 ms.可见在导航滤波器的辅助下，捕获所需的时间大大降低了，扩展相关积分时间并没有明显的提高捕获时间.

5 结论1) 在接收机已经完成导航计算，并且掌握导航星历的前提下，可以采用导航滤波器对信号捕获进行辅助，从而提高捕获灵敏度，降低捕获时间，同时可以降低无辅助条件下捕获引擎频繁运行带来的功耗，更好地平衡捕获装置性能与资源消耗的关系.

2) 仿真表明，采用导航计算辅助载波多普勒和伪码相位搜索，可以提高1.1 dB的捕获灵敏度，平均捕获时间降低为1 ms；在辅助量包含位NH码相位的前提下，通过扩展相干积分时间可以进一步扩展相干积分时间为20 ms, 从而提供额外的12.8 dB的捕获灵敏度，平均捕获时间为20 ms左右.

3) 矢量跟踪环路通过导航计算与基带跟踪的融合来实现星间辅助与跟踪灵敏度提升，所提出的导航滤波器辅助捕获算法进一步扩展了矢量跟踪的概念：将导航滤波器先验信息用来辅助基带捕获和位同步，在更广泛的意义上实现接收机导航计算与基带处理的融合与相互增强，因此导航滤波器辅助捕获算法具有一定理论价值和实际价值.


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